Тема10. Вторичные источники питания

Назначение вторичных источников питания (ВИП) – преобразование сетевого напряжения в постоянные напряжения заданных номиналов, необходимые для обеспечения работоспособности электронных схем. Можно выделить две основные структурные схемы ВИП: классическую (сетевой трансформатор-выпрямитель-фильтр-стабилизатор постоянного напряжения) и импульсную (выпрямитель сетевого напряжения - высокочастотный преобразователь в импульсные напряжения необходимых номиналов – выпрямитель импульсного напряжения – сглаживающий фильтр – стабилизатор постоянного напряжения). Классическая схема, обладая простотой реализации, имеет существенный недостаток – громоздкий сетевой трансформатор, поэтому в настоящее время широкое применение получили импульсные ВИП, которые несмотря на большее число структурных блоков, в целом имеют меньшие габариты и вес поскольку эти параметры у высокочастотных трансформаторов на ферритовых сердечниках несравнимо лучше чем у сетевых трансформаторов с сердечниками из электротехнической стали. Структурная схема классического ВИП представлена на рис.81.

Рис.81

Структура классического ВИП

Трансформатор-преобразует сетевое напряжение в переменные напряжения, необходи-
мые для формирования заданных уровней постоянных выходных напряжений. Выбор типа магнитопровода из стандартизированных значений производится по так называемой габа-
ритной мощности, определяемой по заданной мощности во вторичных обмотках (суммарной
мощности нагрузки). Например, для двухполупериодного выпрямления Ргаб.=1,2 Рнаг., сечения проводов первичной и вторичных обмоток также определяются габаритной мощностью,а также коэффициентом трансформации К= W1/W2 и допустимой плотностью тока для медных проводов, например : I ₂ = 1,1 Ргаб./Uнагр. (действующее значение тока вторичной обмотки), I₁ = I₂/К (действующее значение тока в первичной обмотке).

Выпрямитель - преобразует переменное напряжение в пульсирующее, содержащее постоянную составляющую и переменное напряжение пульсаций.Схема однополупериодного выпрямителя приведена на рис.82. Во вторичных источниках питания данная схема практически не применяется и имеет лишь теоретический интерес. Временные диаграммы приведены на рис.83. Напряжения на обмотках трансформатора имеют вид:

U1 = U1м Sin wt, U2 = U2м Sin wt, для интервала угловых градусов : 0 ≤ wt ≤180⁰

Uн = U2м Sin wt , или после разложения в ряд Фурье: Uн = U2м/π + U2м/2 Sin wt -..

Коэффициент пульсаций для однополупериодного выпрямителя велик и составляет:
Кп= ( U2м/2)* (π/ U2м)≈1,51

Рис.82 Рис.83

Простейший выпрямитель Временные диаграммы

Рис.84 Рис.85

Схема резистивно-емкостной нагрузки Влияние ёмкостной нагрузки

однополупериодного выпрямителя

Влияние емкостной нагрузки тем эффективнее, чем лучше выполняется неравенство:
tзар. @ С*Rд.пр.« tразр. @ С*Rн, где tзар. – постоянная времени заряда конденсатора при положительной полуволне входного напряжения, tразр. – то же для паузы.

Наиболее распространенная схема двухполупериодного мостового выпрямителя, схема и временные диаграммы напряжений представлены на рис.86и 87 соответственно .

Рис.86 Рис.87

Мостовой выпрямитель Временные диаграммы

После разложения в ряд Фурье напряжение на нагрузке имеет вид:

Uн = 2U2м/π – (4 U2м/3 π)*Cos 2 wt +....Соответственно коэффициент пульсаций, рав-
ный отношению амплитуды первой гармоники к постоянной составляющей будет равен:
Кп = (4 U2м/3 π)/( 2U2м/π) @ 0,6(6), таким образом, качество выпрямления значительно
лучше по сравнению с предыдущим случаем.

Фильтр выполняет роль сглаживания пульсаций на выходе выпрямителя, обычно это
Г - образный LC фильтр , в простейшем случае – однозвенный, реализованный на дросселе и конденсаторе (рис.88).

Рис.88.Однозвенный сглаживающий

LC фильтр

Поскольку для напряжения пульсаций фильтр представляет собой индуктивно-емкостной делитель, то его работа будет тем эффективнее, чем лучше выполняется неравенство:

Xс = 1/р2πfСф«Rн«XL = р2πfLф ,

здесь р – число фаз выпрямления (2 для двухполупериодного выпрямителя), f- частота сетевого напряжения. Оценка сглаживающего действия производится с помощью коэффициента фильтрации:

Кф = Uп1/Uп2 = (р2 πf)²Lф*Сф – 1 ,где:

Uп1,Uп2 –амплитуды пульсаций на входе и выходе фильтра. Обычно достаточно обеспечить : Xс≤ Rн/5 и XL³ 5Rн, в этом случае Кф=24. Совмесно с конденсатором на выходе выпрямителя однозвенный LC-фильтр может обеспечить коэффициент фильтрации до 50-100, дальнейшее его увеличение возможно установкой многозвенных фильтров, при этом результирующий коэффициент фильтрации равен произведению коэффициентов фильтрации каждого звена.

Стабилизатор предназначен для поддержания неизменным в заданных пределах выходного постоянного напряжения при колебаниях входного напряжения ( поступающего с фильтра). Используются три основные схемы стабилизаторов: параметрический, компенсационный ,импульсный. Основным параметром стабилизатора является коэффициент стабилизации, определяемый как:

Кст =( DUвх/Uвх )/( DUвых/Uвых )

Здесь D - знакопеременные приращения входного и выходного напряжений соответственно. Принцип работы параметрического стабилизатора основан на свойстве полупроводникового элемента – стабилитрона сохранять неизменным напряжение обратимого пробоя (напряжение стабилизации) при колебаниях в известных пределах входного напряжения .

Схема и вольт-амперная характеристика параметрического стабилизатора приведены на рис.89,90.

Рис. 89

Схема параметрического стабилизатора

Рис.90

Принцип работы параметрического

стабилизатора.
Uпр,Uобр,Iпр,Iобр – параметры вольт-
амперной характеристики стабилитро-
на,
Uвх - напряжение на входе стабилиза-
тора ( на выходе фильтра),
Iст – ток через стабилитрон,
Uст – напряжение на стабилитроне и
нагрузке

Рабочая точка находится на пересечении характеристики стабилитрона и нагрузочной прямой, угол наклона которой определяется величиной: Rэкв = (Rб*Rн)/(Rб+Rн). Колебания входного напряжения вызывают изменения тока через стабилитрон относительно номинального значения, при этом выходное напряжение стабилизатора остаётся почти неизменным. При этом нагрузочная прямая перемещается параллельно самой себе. Балластное сопротивление Rб служит для ограничения тока через стабилитрон,
который должен находиться в допустимых пределах при максимальных отклонениях входного напряжения, напряжение на нём всегда равно разности между входным и выходным напряжениями. Пользуясь законом Кирхгофа для контурных токов , можно показать, что коэффициент стабилизации будет равен: Кст =(Uвых / Uвх )*(Rб/Rст.дин.),где
Rст.дин.= DUст/DIст- выходное динамическое сопротивление стабилитрона, величина которого зависит от крутизны падающей ветви характеристики стабилитрона. Для маломощных стабилитронов Rст.дин находится в пределах 5…..50 Ом. Коэффициент стабилизации схем этого типа невысок и составляет 10….30 относительных единиц, применяются они в основном для ограничения уровней напряжений, например, для формирования опорных напряжений в компараторах. Более качественными характеристиками обладают компенсационные аналоговые и импульсные стабилизаторы, имеющие в своем составе регулируемый по цепи обратной связи элемент (обычно транзистор), который компенсирует отклонения входного напряжения, поддерживая тем самым неизменным напряжение на нагрузке.

Аналоговый компенсационный стабилизатор следит за изменениями входного напряжении непрерывно. Принцип его работы поясняется схемой, приведенной на рис.91.

Рис.91

Компенсационный стабилизатор

VT1 – регулируемый транзистор (выполняет роль
резистора, включенного последовательно с

нагрузкой),
VT2 - регулирующий транзистор (усилитель пос-
тоянного тока),
VD1 - стабилитрон грубой установки Uвых

Для компенсации знакопеременных отклонений входного напряжения выходное напряжение устанавливается меньшим входного на 10 – 20% выбором стабилитрона VD1 и резистивным делителем R3,R4,R5, включенным параллельно нагрузке, при этом точная установка заданного номинала осуществляется переменным резистором R4.При колебаниях входного напряжения изменяется падение напряжения на регулируемом транзисторе VТ1, напряжение на нагрузке при этом практически неизменно. Благодаря усилительным свойствам транзистора VТ2 отслеживаются весьма малые колебания напряжения на нагрузке. Приведенный стабилизатор обладает высоким коэффициентом стабилизации -100 и более относительных единиц, при этом в практических схемах вместо VT2 применяется операционный усилитель, а также интегральное исполнение (ИС серии К142 ЕН). Недостатком схемы является непрерывный режим работы регулируемого транзистора, что увеличивает рассеиваемую на нём мощность, в связи с чем необходимо применять транзисторы повышенной мощности и теплоотводы.

Импульсный стабилизатор выходного напряжения в значительной степени свободен от указанного недостатка поскольку регулируемый транзистор работает в облегчённом режиме, однако он имеет несколько больший коэффициент пульсаций из-за необходимости фильтрации импульсной последовательности. В общем случае структурная схема импульсного стабилизатора постоянного напряжения приведена на рис.92.
Импульсный блок обеспечивает работу регулируемого элемента в ключевом режиме, характеристики которого определяются блоком сравнения. Используются в основном два способа управления: релейный и широтно-импульсный (ШИМ). В первом случае импульсы на выходе РЭ имеют амплитуду , равную в каждый данный момент входному напряжению и регулирование обеспечивается изменением их длительности. Во втором случае амплитуда импульсов постоянна и изменяется по сигналам ИБ их ширина.

Рис.92

Структура импульсного стабилизатора.

РЭ – регулируемый элемент, Ф – сглаживающий
фильтр, БС – блок сравнения выходного напряжения
с эталонным (уставкой), Uо – источник эталонного
напряжения, ИБ – импульсный блок.

Структурная схема импульсного ВИП приведена на рис.93.

Рис.93. Импульсный вторичный источник питания

Новым элементом здесь является высокочастотный преобразователь постоянного напряжения в импульсную последовательность. В качестве такого преобразователя используются трансформаторные каскады, управляемые задающим импульсным генератором, или импульсные генераторы с самовозбуждением. Частота преобразования обычно находится в пределах 30 – 50 КГц. В качестве примера приведена на рис.94 упрощенная схема двухтактного блокинг- генератора (схема Роэра), представляющего собой мультивибратор с электромагнитной связью коллекторных обмоток высокочастотного трансформатора с обмотками положительной обратной связи, подключенным к базам транзисторов. Напряжения на базовых обмотках пропорциональны скорости изменения магнитного потока в сердечнике высокочастотного трансформатора Т (dФ/dt). Обмотки включены таким образом, что при положительной производной на одной из них возникает
отпирающее один из транзисторов напряжение, а на другой напряжение противоположной полярности, запирающее транзистор другого ”плеча” схемы. Такое состояние сохраняется до тех пор пока магнитный поток не достигнет максимального значения, определяемого ампервитками соответствующей коллекторной обмотки и величиной коллекторного питания Ек, транзистор при этом полностью открыт и его сопротивление мало. Производная dФ/dt и отпирающее напряжение становятся равными нулю и транзистор начинает закрываться, что приводит к уменьшению магнитного потока, изменению знака производной и появлению запирающего напряжения на транзисторе работавшего “плеча” и соответственно отпирающего напряжения на базе другого транзистора. Далее происходит нарастание магнитного потока противоположного направления, инициируемое вторым “плечом” и процессы повторяются. Следует отметить, что длительность импульсов коллекторного тока и, следовательно, напряжения трансформируемого во вторичную обмотку (Uвых.) зависит не только от времени нарастания магнитного потока (индуктивности коллекторной обмотки), но и от инерционности транзистора, т.е. от времени его выключения. Временные диаграммы в основных точках схемы приведены на рис.98.

Рис.94 Рис.94

Двухтактный генератор Временные

Роэра диаграммы

Остальные блоки приведенной выше структурной схемы импульсного ВИП принципиально не отличаются от таковых для ВИП, выполненного по классической схеме.