Лабораторная работа № 1 8 страница

Характеристика компандирования типа А используется в ЦСП, соответствующих европейской иерархии, а типа μ — в ЦСП, соот­ветствующих североамериканской иерархии.

5.4. КОДИРОВАНИЕ И ДЕКОДИРОВАНИЕ СИГНАЛОВ

В процессе кодирования амплитуда каждого квантованного по уровню АИМ отсчета представляется в виде двоичной последова­тельности, содержащей m символов (m-разрядной кодовой ком­бинации). Для определения структуры комбинации в простейшем случае нужно в двоичном коде записать амплитуду АИМ от­счета Наим , выраженную в шагах квантования. В этом случае можно воспользоваться соотношением.

где аi—{0, 1}—состояние соответствующего разряда комбинации; 2ⁱ — вес соответствующего разряда в условных шагах квантования.

ния. Например, если m = 5, а Hаим =26, то кодовая комбинация будет иметь структуру 11010 (первый разряд — старший по весу), так как 26 = 0 ^. 2° + 1 ^. 2¹ + 0 ^. 2² +1 ^. 2³ + 1 ^. 2⁴ =>11010. Последователь­ность m-разрядных кодовых комбинаций представляет собой груп­повой сигнал с ИКМ, называемый также цифровым.

На рис. 5.16 приведены временные диаграммы, поясняющие процесс кодирования при использовании пятиразрядного двоич­ного кода. Амплитуда отсчетов, поступающих на вход кодера, в данном случае может принимать значения в диапазоне Hаим = 0—31 условных шагов квантования, а на выходе кодера форми­руется цифровой сигнал с ИКМ, представляющий собой последо­вательность пятиразрядных кодовых комбинаций.

Как было показано выше, для качественной передачи телефон­ных сигналов при неравномерном квантовании необходимо исполь­зовать восьмиразрядный код (m = 8, а при равномерном — 12-раз­рядный (m =12). На практике находят применение двоичные коды следующих типов: натуральный двоичный код, симметричный двоичный код, рефлексный двоичный код (код Грея).

Симметричный двоичный код в основном исполь­зуется при кодировании двуполярных сигналов (например, теле­фонных). На рис. 5.17 показаны структура кода и кодовая таб­лица, соответствующая данному коду. Для всех положительных отсчетов знаковый символ имеет значение 1, а для отрицатель­ных 0. Для положительных и отрицательных отсчетов, равных по амплитуде, структуры кодовых комбинаций полностью совпадают (за исключением знакового разряда), т. е. код является симмет­ричным. Например, максимальному положительному сигналу со­ответствует код 11111111, а максимальному отрицательному — 01111111. Абсолютное значение шага квантования δ = Uогр/2 ^m-1.

Натуральный двоичный код в основном используется при кодировании однополярных сигналов. На рис. 5.18 показаны структура кода

структура кода и кодовая таблица, соответствующая данному коду (при т = 8). Очевидно, что число комбинаций различной структуры равно 256, причем минимальному сигналу соответствует комбинация 00000000, а максимальному—11111111. Абсолютное значение шага квантования δ = Uогр/2 ^m.

С помощью натурального двоичного кода можно кодировать и двуполярные сигналы, обеспечив предварительно их смещение, как показано на рис. 5.17. В этом случае, очевидно, изменяется ампли­туда кодируемых отсчетов, причем переход от амплитуды от­счета Н_с, выраженной в шагах квантования, при использовании симметричного кода к амплитуде этого же отсчета Н_н при исполь­зовании натурального кода и наоборот можно осуществить сле­дующим образом (рис. 5.17 и 5.18):

Натуральный и симметричный двоичные коды являются наи­более простыми. Как для натурального, так и для симметричного кода ошибка в одном из символов может привести к значительным искажениям сигнала. Если, например, в кодовой комбинации вида 11010011 ошибка произошла в пятом разряде, т. е. принята комбинация 11000011, то амплитуда отсчета будет меньше истин­ного значения на 2⁴=16 условных шагов квантования. Наиболее опасными, очевидно, будут ошибки в старших разрядах (Р8, Р7).Рассмотрим принципы построения кодирующих и декодирую­щих устройств, которые могут быть линейными и нелинейными.

Код, формируемый в кодере, называется параллельным, если сигналы (импульсы и пробелы, т. е. 1 и 0), входящие в со­став m-разрядной кодовой группы, появляются на разных выхо­дах кодера одновременно, причем каждому выходу кодера соот­ветствует сигнал определенного разряда. Код называется после­довательным, если все сигналы, входящие в состав m-разрядной кодовой группы, появляются на одном выходе кодера поочередно со сдвигом по времени (обычно начиная со старшего по весу разряда). Параллельный код может преобразовываться в последовательный (рис. 5.19, а) и наоборот (рис. 5.19,6) с по­мощью логических схем, обеспечивающих сдвиг импульсов во времени (например,

регистров сдвига). Запись и считывание инфор­мации из регистра осуществляется под управлением сигналов, поступающих от генераторного оборудования.

По принципу действия кодеры делятся на кодеры счетного типа, матричные, взвешивающего типа и др. В ЦСП чаще всего используются кодеры взвешивающего типа, среди которых про­стейшим является кодер поразрядного взвешивания (рис. 5.20), на выходах которого формируется натуральный двоичный код. Принцип работы таких кодеров заключается в уравновешивании кодируемых отсчетов суммой эталонных токов (напряжений) с оп­ределенными весами. Схема линейного кодера поразрядного взве­шивания содержит восемь ячеек (при т = 8), обеспечивающих формирование значения соответствующего разряда (1 или 0). В со­став каждой ячейки (за исключением последней, соответствующей младшему по весу разряду) входят схема сравнения СС (компа­ратор) и схема вычитания (СВ).

Схемы сравнения обеспечивают сравнение амплитуды посту­пающего АИМ сигнала с эталонными сигналами, амплитуды ко­торых соответствуют весам соответствующих разрядов (Uэт6 = 2⁷δ = 128δ, Uэт7= 2⁶δ = 64δ;...; Uэт1 = 1δ). Если амплитуда сигнала на входе СС; равна или превышает Uэтi, то на выходе СС; форми­руется 1 (импульс), в СВi, из сигнала вычитается Uэтi после чего-он поступает на вход следующей ячейки. Если амплитуда сигнала на входе СС,- меньше Uэтi, то на выходе ССi,- формируется 0 (про­бел) и сигнал проходит через СВi, без каких-либо изменений. После окончания процесса кодирования данного отсчета на выхо­дах кодера получают восьмиразрядный параллельный код, кодер устанавливается в исходное положение и начинается процесс ко­дирования следующего отсчета. Таким образом, процесс кодиро­вания соответствует операции взвешивания (амплитуда кодируе­мого отсчета в процессе кодирования уравновешивается суммой эталонных значений соответствующих разрядов).

Если, например, на вход кодера поступает отсчет с амплиту­дой Hаим = 174δ, то СС₆ формирует Р₈=1 и на вход седьмой ячейки поступит сигнал с амплитудой H`АИМ = 174 δ —128 δ = 46 δ. На выходе СС<sub>7</sub> получим Р<sub>7</sub> = 0, и на вход .третьей ячейки кодера посту­пит сигнал с той же амплитудой H`АИМ =46 δ. На выходе СС₆ полу­чим Р₆=1, и на вход следующей ячейки поступит сигнал с Н" АИМ = 46 δ —32 δ =14 δ и т. д. В результате будет сформирована кодовая комбинация вида 10101110 (первый разряд — старший по весу).

При кодировании двуполярных сигналов в кодере необходимо иметь две схемы формирования эталонов (ФЭ) для кодирования положительных и отрицательных отсчетов.

В процессе декодирования сигнала m-разрядные кодовые ком­бинации преобразуются в АИМ отсчеты с соответствующими ам­плитудами. Сигнал на выходе декодера может быть получен в результате суммирования эталонных сигналов (Uэт) тех разрядов кодовой комбинации, значение которых равно 1. Так, если на вход декодера поступает кодовая комбинация 10101110, то

амплитуда АИМ отсчета на выходе декодера Hаим =128δ + 32δ + 8δ + 4δ + 2δ = 174δ.

Структурная схема линейного декодера взвешивающего типа, представлена на рис. 5.21. Под воздействием управляющих сигна­лов, поступающих от генераторного оборудования, в регистр сдвига записывается очередная восьмиразрядная кодовая комбинация. После этого замыкаются только те ключи (Кл₁... Кл₈), которые соответствуют разрядам, имеющим значение 1. В результате на вход сумматора от формирователя эталонных сигналов (ФЭ) по­ступают соответствующие эталонные сигналы, в результате чего на выходе сумматора формируется АИМ отсчет с определенной амплитудой-

Очевидно, что если в процессе передачи цифрового сигнала по линейному тракту в одном (или больше) разряде кодовой комби­нации произойдет ошибка, то амплитуда отсчета на выходе деко­дера будет отличаться от истинного значения. Если, например, в комбинации 10101110 произойдет ошибка в Р₆ , т. е. на вход де­кодера поступит комбинация 10001110, то амплитуда отсчета на выходе декодера Hаим = 128δ + 8δ + 4δ + 2δ =142δ, т. е. на 326 меньше истинной амплитуды отсчета, равной 174δ.

Рассмотренная схема кодера поразрядного взвешивания со­держит большое число схем сравнения, которые являются относи­тельно сложными устройствами. На практике чаще используется кодер взвешивающего типа с использованием одной схемы сравне­ния и цепи обратной связи, содержащей декодер (рис. 5.22). Под воздействием управляющего сигнала (f_T), поступающего от гене­раторного оборудования, на вход декодера от схемы управле­ния (Упр) в каждом такте последовательно подается 1 с каждого из т выходов, начиная со старшего разряда. На выходе декодера формируется уравновешивающий АИМ сигнал (АИМ_УР), который поступает на вход СС, где сравнивается с входным АИМ сигналом. В зависимости от результата сравнения на выходе СС формируется значение текущего разряда: 1 (при UАИМ ≥

UАИМ_УР) или 0 (при UАИМ < UАИМ_УР). Этот сигнал поступает на выход декодера и по цепи обратной связи — на вход схемы управления, при­чем при поступлении 1 состояние соответствующего выхода схе­мы управления остается неизменным (1), а при поступлении 0 также изменяется на 0. В результате через m трактов на выходах схемы управления будет сформирована комбинация, для которой UАИМ_УР = UАИМ

При построении кодеров и декодеров (см. рис. 5.20 и 5.21) необ­ходимо использовать ФЭ, формирующие набор эталонных сигна­лов, причем соотношение между значениями двух соседних этало­нов- равно δ(1δ, 2δ,4δ,..., 128δ). Общая идея построения таких устройств заключается в использовании одного высокостабильного эталонного источника сигнала и цепочки схем, имеющих коэффи­циент передачи K =1/2 (рис. 5.23). Такие схемы обычно имеют вид матрицы, реализуемой на прецизионных сопротивлениях двух но­миналов (R и 2R).

В современных ЦСП применяются нелинейные кодирующие и декодирующие устройства (нелинейные кодеки), обеспечивающие кодирование и декодирование сигналов с неравномерной шкалой квантования при восьмиразрядном коде (m = 8). Для кодирования с неравномерной шкалой квантования могут использоваться сле­дующие способы:

- аналоговое компандирование, характеризующееся компрессией (сжатием) динамического диапазона сигнала перед линейным ко­дированием, и экспандированием (расширением) динамического диапазона сигнала после линейного декодирования;

- нелинейное кодирование, характеризующееся кодированием сигнала в нелинейных кодерах, сочетающих функции аналого-цифрового преобразования и компрессора;

- цифровое компандирование, характеризующееся кодированием сигнала в линейном кодере с большим числом разрядов с после­дующей нелинейной цифровой обработкой результата кодирования.

При аналоговом компандировании (рис. 5.24) на входе линей­ного кодера (ЛК) и выходе линейного декодера (ЛД) включаются соответственно аналоговые компрессор (АК) и экспандер (АЭ), обеспечивающие соответствующее нелинейное преобразование ана­логового сигнала (см. рис. 5.15). В качестве

базового элемента для построения АК и АЭ двуполярных сигналов может

использо­ваться двухполюсник (рис. 5.25). С помощью резисторов обеспе­чиваются выбор нужного режима работы и выравнивание пара­метров схемы для положительных и отрицательных сигналов. Су­щественный недостаток данного способа заключается в том, что очень сложно добиться полностью взаимообратных амплитудных характеристик компрессора и экспандера, вследствие чего суммар­ная амплитудная характеристика системы компрессор-экспандер будет отличаться от линейной (см. рис. 5.15). Это неизбежно при­ведет к нелинейным искажениям передаваемых сигналов. Анало­говое компандирование использовалось на первых этапах разви­тия ЦСП, а в настоящее время не применяется.

Наиболее часто в современных ЦСП используются нелинейные кодеки, для удобства реализации которых на цифровых схемах целесообразно отказаться от плавной характеристики компрессии и заменить ее сегментированной характеристикой, представляющей собой кусочно-ломаную аппроксимацию плавной характеристики компрессии.

На рис. 5.26 приведена сегментированная А-характеристика компрессии для положительных сигналов (для области отрица­тельных значений сигнала она имеет аналогичный вид). Формаль­но общее число сегментов на полной характеристике (для отри­цательных и положительных сигналов) составляет 16, однако четыре центральных сегмента (по два в положительной и отрица­тельных областях) фактически образуют один сегмент, вследствие чего фактическое число сегментов равно 13. Поэтому такую харак­теристику называют характеристикой компрессии типа А =87,6/13. Каждый из сегментов характеристики (см. рис. 5.26) содержит 16 шагов квантования, а их общее число равно 256 (по 128 для каждой полярности сигнала). При этом принята сле­дующая нумерация сегментов Nc и шагов квантования Nш внутри каждого сегмента: Nc = 0, 1,2,.... 7 и Nш =0, 1, 2,..., 15. Очевидно, что внутри каждого сегмента шаг квантования оказывается по­стоянным, т. е. осуществляется равномерное квантование, а при переходе к сегменту с большим порядковым номером шаг кванто­вания увеличивается в 2 раза, так как наклон сегмента умень­шается вдвое. Самый маленький шаг квантования (6о) соответ­ствует двум первым сегментам (Nc = 0, 1) и оказывается равным

Для определения шага квантования в i-м сегмента можно пользоваться соотношением О

Таким образом, максимальный шаг квантования (в седьмом сегменте) δ₇ = 2⁶δо, т. е. в 64 раза превышает минимальный шаг. Таким образом, коэффициент компандирования, определяемый как отношение наибольшего шага квантования к наименьшему, ра­вен 2⁶ = 64, а выигрыш в помехозащищенности для слабых сигналов равен 20^[Л/(1 + 1пЛ)]=24дБ.

Типичная зависимость защищенности от шумов квантования Аз.кв от уровня сигнала р_с (при гармоническом сигнале) для ха­рактеристики A = 87,6/13 приведена на рис. 5.27. Для слабых сиг­налов, не выходящих за пределы нулевого и первого сегментов, как видно из рис. 5.27, осуществляется

равномерное квантование с минимальным шагом квантования δо и Аз.кв увеличивается с ро­стом р_с. При переходе к второму сегменту шаг квантования уве­личивается в 2 раза, т. е. становится равным 2δо, вследствие чего Аз.кв резко уменьшается, а затем в пределах данного сегмента возрастает с ростом р_с, поскольку внутри сегмента осуществляется равномерное квантование. Такой характер изменения Аз.кв наблю­дается и при переходе ко всем последующим сегментам. После попадания сигнала в зону ограничения защищенность резко па­дает за счет перегрузки кодера.

Структура кодовой комбинации, формируемой на выходе ко­дера с характеристикой А =87,6/13, имеет вид PXYZABCD, где Р — знаковый символ (1 —для положительных сигналов, 0 — для отрицательных); XYZ — символы кода номера сегмента N_c ; ABCD — символы кода номера шага внутри сегмента А/_ш (см. рис. 5.26). Если, например, положительный отсчет на входе кодера имеет амплитуду, соответствующую девятому шагу квантования в шестом, сегменте, то на выходе кодера будет сформирована ком­бинация 11101001 (P=l, XYZ=110, так как N_C = 6, ABCD = 1001, так как N_ш=9). В табл. 5.1 приведены основные параметры, характеризующие нелинейное кодирование с использованием харак­теристики A = 87,6/13.

Схемы и принцип действия нелинейных кодеков взвешиваю­щего типа в основном те же, что и у линейных кодеков. Наиболь­шее отличие заключается в последовательности включения эта­лонных источников в процессе кодирования исходного сигнала.

Для кодирования сигнала одной полярности в формирователе эталонных сигналов кодера необходимо формировать 11 эталон­ных сигналов (подчеркнуты в табл. 5.1).

На рис. 5.28 представлена упрощенная структурная схема нелинейного кодера взвешивающего типа, содержащая схему сравнения (СС), схему переключения и суммирования эталонов (СПСЭ), две схемы формирования эталонных сигналов (Ф3₁ и ФЭ₂) для положительных и отрицательных отсчетов, управляю­щую логическую схему (УЛС). Кодирование осуществляется в те­чение восьми тактов, в каждом из которых формируется один из

символов кодовой комбинации. При этом можно выделить три следующих этапа:

- формирование знакового символа Р (такт 1);

- формирование кода номера сегмента XYZ (такты 2- 4);

- формирование кода номера шага внутри сегмента ABCD (так­ты 5- 8).

В первом такте определяется знак поступившего на вход ко­дера очередного отсчета. Если отсчет положительный, то форми­руется Р=1 и к схеме подключается ФЭ₁, а в противном случае формируется Р = 0 и к схеме подключается ФЭ₂.

Формирование кода номера сегмента осуществляется следую­щим образом (рис. 5.29).

Во втором такте УЛС с помощью СПСЭ обеспечивает подачу на вход СС эталонного сигнала Uэт =128δо, соответствующего нижней границе четвертого сегмента (см. тадл.5.1). Если амплитуда отсчета UАИМ ≥ Uэт = 128δо, то принимается решение, что отсчет попадает в один из четырех старших сегментов (N_C =4…7), и формируется очередной символ Х=1, который по цепи обратной связи поступает на вход УЛС. Если же UАИМ < Uэт =128δо, то принимается решение, что отсчет попадает в один из четырех младших сегментов (N_C =0…3), и формируется очередной символ Х=0, который по цепи обратной связи поступает на вход УЛС.

В третьем такте формируется третий символ комбинации (Y). В зависимости от значения предыдущего символа (X) уточняется номер сегмента, в который попадает кодируемый отсчет. Если X=1, то УЛС с помощью СПСЭ обеспечивает подачу на вход СС эталонного напряжения Uэт = 512 δо, соответствующего нижней границе шестого сегмента (см. табл. 5.1). Если UАИМ ≥ Uэт = 512δо, то принимается решение, что отсчет попадает в один из двух старших сегментов (N_C = 6 или N_C = 7), и формируется очередной символ Y=l, который по цепи обратной связи поступает на вход УЛС. Если UАИМ < Uэт = 512δо, то принимается решение, что отсчет попадает в четвертый или пятый сегмент, и формируется Y = 0. Если Х=0, то УЛС с помощью СПСЭ

В четвертом такте кодирования формируется символ Z, т. е. по­следний символ в коде номера сегмента. В зависимости от значе­ний предыдущих символов (XY) окончательно устанавливается номер сегмента, соответствующего данному отсчету. Так, если Х=1 и Y = 0, то включается эталонное напряжение Uэт = 256δо, соответ­ствующее нижней границе пятого сегмента. Если UАИМ ≥ Uэт = 256δо, то принимается решение, что отсчет попадает в пятый сегмент, формируется символ Z=l и эталонное напряжение Uэт = 256δо остается включенным до конца процесса кодирования данного отсчета. Если UАИМ < Uэт = 256δо, то принимается решение, что отсчет попадает в четвертый сегмент, формируется Z = 0 и до конца процесса кодирования включается Uэт = 128δо, соответствую­щее нижней границе четвертого сегмента.

В результате после четырех тактов кодирования сформируются четыре символа комбинации (PXYZ) и к СС подключится одно из восьми эталонных напряжений, соответствующих нижней границе сегмента, в который попадает кодируемый отсчет.

В оставшихся четырех тактах последовательно формируются символы ABCD кодовой комбинации, значение которых зависит от номера шага квантования внутри сегмента, соответствующего ам­плитуде кодируемого отсчета. Поскольку внутри любого сегмента осуществляется равномерное квантование, то процесс кодирова­ния реализуется, как и в линейных кодерах взвешивающего типа, с помощью последовательного включения эталонных напряжений, соответствующих данному сегменту (см. табл. 5.1).

Так, если на вход кодера поступил положительный отсчет с амплитудой UАИМ=672δо, то после первых четырех тактов сфор­мируются символы PXYZ=1110 и к СС подключится эталонное напряжение Uэт = 512δо, соответствующее нижней границе шестого сегмента. В пятом такте к этому эталонному сигналу добавится максимальное эталонное напряжение Uэт = 256δо, соответствую­щее старшему символу (А) в коде номера шага квантования для шестого сегмента. Так как UАИМ = 672δо < Uэт = 512δо + 256δо, то формируется символ А = 0 и вместо Uэт =256δо в шестом такте подключается эталонное напряжение следующего разряда Uэт=128δо. Поскольку UАИМ = 672 δо > Uэт = 512δо + 128δо, то на вы­ходе СС формируется символ В = 1, эталонное напряжение не изменяется и в следующем седьмом такте подключается эталонное напряжение очередного разряда Uэт=64δо. Так как UАИМ = 672δо < Uэт = 512δо + 128δо + 32δо, формируется символ С = 0 и эта­лонное напряжение данного разряда (Uэт=64δо) отключается. В последнем такте подключается эталонное напряжение младшего символа (D) Uэт=32δо. Поскольку UАИМ = 672δо = Uэт = 512δо + 128δо + 32δо, формируется символ D=l и процесс кодирования данного отсчета заканчивается. Таким образом, на выходе кодера будет сформирована кодовая комбинация 11100101.

Как отмечалось выше, в процессе кодирования могут исполь­зоваться 11 эталонных сигналов, однако к моменту завершения процесса кодирования любого отсчета окажутся включенными не более пяти эталонных

сигналов (один из них соответствует ниж­ней границе сегмента, не более четырех — эталонным сигналам в пределах соответствующего сегмента). В рассмотренном случае окажутся включенными только три эталонных сигнала (512δо, 128δо, 32δо).

Следует иметь в виду, что амплитуда кодируемого отсчета не всегда может быть точно уравновешена эталонными сигналами, как в рассмотренном примере. В общем случае неизбежно будет возникать ошибка квантования Uош.кв, максимальное значение ко­торой равно половине шага квантования в пределах соответствую­щего сегмента, т. е. | Uош.кв | ≤ 0,5δо для нулевого и первого сегмен­тов (для слабых сигналов) и | Uош.кв | ≤ 32δо для седьмого сегмента (сильный сигнал).

Рассмотрим особенности третьего способа кодирования с нерав­номерной шкалой квантования, т. е. цифрового компандирования.

При цифровом компандировании (рис. 5.30) осуществляется линейное (равномерное) кодирование (ЛК) с большим числом разрядов (например, т=12) с последующим цифровым преобра­зованием (цифровым компрессированием ЦК) с помощью логиче­ских устройств в восьмиразрядный нелинейный код, имеющий ту же структуру, что и при использовании нелинейного кодера с ха­рактеристикой компрессии типа A = 87,6/13 (см. рис. 5.26). Способ преобразования 12-разрядных кодовых комбинаций линейного кода в 8-разрядные комбинации нелинейного кода показан в табл. 5.2. Первый разряд (Р) остается без изменений и несет информацию о полярности сигнала. Значение символов XYZ, определяющих но­мер сегмента Nc, соответствует числу нулей (l) в 12-разрядной комбинации между символом Р и символами АВСД (фактически символы XYZ представляют собой инверсированный натуральный трехразряд-

ный двоичный код величины l). После формирования символов XYZ в восьмиразрядном коде символы ABOD переписы­ваются без изменений, а все остальные символы 12-разрядной комбинации отбрасываются вне зависимости от их значения, опре­деляя ошибку квантования. На приеме восстановление АИМ сиг­нала осуществляется с помощью цифрового экспандера (ЦЭ) и линейного декодера (ЛД).

Нелинейное декодирование осуществляется аналогично линей­ному с учетом отмеченных особенностей нелинейного кодирования. Так, в процессе нелинейного декодирования, т. е. формирования АИМ отсчета с определенной амплитудой UАИМ, по структуре ко­довой комбинации (PXYZABCD) определяются знак отсчета и но­мер сегмента (Nc), после чего находится значение UАИМ (с учетом того, что к декодированному сигналу с целью уменьшения ошибки квантования добавляется напряжение, равное половине шага кван­тования в данном сегменте):

где Uэтi— эталонное напряжение, соответствующее нижней гра­нице i-го сегмента; δ_i — шаг квантования в i-м сегменте.

Если, например, на вход декодера поступает кодовая комби­нация 01010110 (т. е. Р = 0, N_C = 5, δ_{i t}=16δ₀, Uэтi = 256 δ₀; A = 0; B = l; C=l, D = 0), то на выходе декодера будет сформирован АИМ отсчет с амплитудой UАИМ = — (256δ₀ + 0^.8 - 16δ₀ + 1^. 4 ^. 16δ₀+ 1 ^. 2 ^. 16δ₀ + 0 ^. 16δ₀ + 0,5 ^. 16δ₀) = - (256 δ₀ + 64δ₀+ 32δ₀ + 8δ₀) = - 360б₀= - 360-2^-11 Uогр.

Таким образом, в декодере в данном случае суммируются эта­лонные напряжения, равные 256δ₀, 64δ₀, 32δ₀ и 8δ₀.

5.5. СТРУКТУРНАЯ СХЕМА

ОКОНЕЧНОЙ СТАНЦИИ ЦСП

В состав оконечной станции аппаратуры ЦСП, предназначен­ной для передачи телефонных сигналов, входит индивидуальное и групповое оборудование. Узлы индивидуального оборудования всех N каналов однотипны, и на рис. 5.31 показано индивидуаль­ное оборудование только для одного канала.