Лабораторная работа № 1 7 страница

В спектре до 4 кГц организуется дополнительный канал двухполосной слу­жебной связи, работающей в спектре 0,3... 1,5 кГц в прямом направлении и 1,7 ... 2,94 кГц — в обратном.

Система В-12-3 работает по одной цепи с В-3-3 и предназначена для орга­низации 12 каналов ТЧ в линейном спектре 35—143 кГц по двухполосной схе­ме. В направлении А—Б передается групповой сигнал в спектре 92... 143 кГц, а в направлении Б—А 36... 84 кГц. Имеются четыре варианта линейного спект­ра, отличающиеся инверсией и сдвигом частот боковых полос. Это повышает защищенность от внятных линейных переходов в каналах системы, работающих по параллельным цепям. Линейный спектр формируется на основе первичной группы. В линейном тракте

системы предусмотрены ОУП, расстояние между которыми составляет 54 км. При неблагоприятных условиях предусматривается включение дистанционно питаемых Вспомогательных усилительных станций (ВУС). Между двумя ОУП можно включить два ВУС. Тогда длина участка между двумя ОУП может быть увеличена до 140 км. Все усилительные станции снабжены устройствами двухчастотной АРУ 40 и 80 кГц (направление Б—А) и 92 и 143 кГц (направление А—Б). Разделение спектров частот нижней и верх­ней групп каналов в оборудовании линейного тракта оконечных станций и на усилительных станциях осуществляется фильтрами нижних и верхних частот.

На базе В-3-3 разработаны системы передачи В-З-Зс и В-2-2 для работы по-стальным ВЛС (табл. 4.3).

Система передачи АВУ.Система абонентского высокочастотного уплотнения (АВУ) позволяет организовывать на абонентской телефонной линии один до­полнительный канал. В системе не используют промежуточных усилителей, а ли­нейный спектр образуется однократным преобразованием исходного сигнала 0,3 ... 3,4 кГц: при передаче от абонента к станции с помощью несущей частоты 28 кГц, а при передаче от станции к абоненту — 64 кГц. В линию передаются несущая и две боковые полосы, что максимально упрощает и удешевляет око­нечное оборудование. Система построена как двухпроводная двухполосная.

Глава 5. ПОСТРОЕНИЕ ОКОНЕЧНЫХ СТАНЦИЙ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ

5.1. ОСОБЕННОСТИ ПОСТРОЕНИЯ ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ

В большинстве развитых стран мира принят курс на цифровизацию сетей связи, предусматривающий построение сети на базе цифровых методов передачи и коммутации. Это объясняется сле­дующими существенными преимуществами цифровых методов пе­редачи перед аналоговыми.

Высокая помехоустойчивость. Представление ин­формации в цифровой форме, т. е. в виде последовательности символов с малым числом разрешенных уровней (обычно не бо­лее трех) и детерминированной частотой следования, позволяет осуществлять регенерацию (восстановление) этих символов при передаче их по линии связи, что резко снижает влияние помех и искажений на качество передачи информации. При этом, в част­ности, обеспечивается возможность использования цифровых си­стем передачи на линиях связи, на которых аналоговые системы применяться не могут.

Цифровые методы передачи весьма эффективны при работе по световодным линиям, отличающимся относительно высоким уровнем дисперсионных

искажений и нелинейностью электронно-опти­ческих и оптоэлектронных преобразователей.

Слабая зависимость качества передачи от длины линии связи. В пределах каждого регенерационного участка искажения передаваемых сигналов оказываются ничтож­ными. Длина регенерационного участка и оборудование регенера­тора при передаче сигналов на большие расстояния остаются практически такими же, как и в случае передачи на малые рас­стояния. Так, при увеличении длины линии в 100 раз для сохра­нения неизменным качества передачи информации достаточно уменьшить длину участка регенерации лишь на несколько про­центов.

Стабильность параметров каналов ЦСП. Ста­бильность и идентичность параметров каналов (остаточного зату­хания, частотной и амплитудной характеристик и др.) опреде­ляются в основном устройствами обработки сигналов в аналоговой форме. Поскольку такие устройства, как будет показано ниже, со­ставляют незначительную часть оборудования ЦСП, стабильность параметров каналов в таких системах значительно выше, чем в аналоговых. Этому также способствует отсутствие в ЦСП с ВРК влияния загрузки системы на параметры отдельных каналов.

Эффективность использования пропускной способности каналов для передачи дискретных сигналов. При вводе рискретных сигналов (например, передачи данных) непосредственно в групповой тракт ЦСП скорость их пе­редачи может приближаться к скорости передачи группового сиг­нала. Если, например, при этом будут использоваться временные позиции, соответствующие только одному каналу ТЧ, то скорость передачи дискретных сигналов будет близка к 64 кбит/с, в то время как в аналоговых системах она обычно не превышает 9,6 кбит/с.

Возможность построения цифровой сети связи. Цифровые системы передачи в сочетании с цифровыми коммутационными станциями являются основой цифровой сети связи, в ко­торой передача, транзит и коммутация сигналов осуществляются в цифровой форме. При этом параметры каналов практически не зависят от структуры сети, что обеспечивает возможность по­строения гибкой разветвленной сети связи, обладающей высокими надежностными и качественными показателями.

Высокие технико-экономические показатели. Передача и коммутация сигналов в цифровой форме позволяют реализовывать весь аппаратурный комплекс цифровой сети на чисто электронной основе с широким применением цифровых инте­гральных схем. Это позволяет резко уменьшать трудоемкость из­готовления оборудования, добиваться высокой степени унификации узлов оборудования, значительно снижать его стоимость, потреб­ляемую энергию и габаритные размеры. Кроме того, существенно упрощается эксплуатация систем и повышается надежность обо­рудования.

Отмеченные достоинства ЦСП в наибольшей степени прояв­ляются в условиях цифровой сети связи. Такая сеть содержит только цифровые тракты, которые соединяются на сетевых узлах и заканчиваются цифровыми стыками с цифровыми системами коммутации и цифровыми абонентскими установками. Однако по­строение цифровой сети в масштабах нашей страны является весьма сложной задачей, решение которой потребует длительного времени и больших капиталовложений. В настоящее время внед­рение ЦСП в существующую аналоговую сеть подготавливает базу для преобразования ее в будущем в цифровую.

Таким образом, предстоит длительный период сосуществования на сети аналоговой и цифровой техники связи, когда большое число соединений будет устанавливаться с использованием обоих видов техники. Для того чтобы в этих условиях обеспечить заданные ха­рактеристики каналов и трактов, гарантирующие высокое качество передачи информации, принципы проектирования цифровых и ана­логовых систем передачи должны быть совместимы.

Аппаратура ЦСП состоит из аппаратуры формирования и приема цифровых сигналов, а также аппаратуры линейного тракта. Цифровой сигнал формируется в оборудовании аналого-цифро­вого преобразования (каналобразования) первичных ЦСП или в оборудовании временного группообразования ЦСП более высо­кого уровня. В первом случае на вход ЦСП поступают аналоговые сигналы, а во втором — цифровые.

В настоящем учебнике основное внимание уделено передаче телефонных сигналов по каналам ЦСП с ВРК при использовании импульсно-кодовой модуляции (ИКМ). В этом случае формирова­ние группового цифрового сигнала предусматривает последователь­ное выполнение следующих основных операций (рис. 5.1):

дискретизации индивидуальных телефонных сигналов по вре­мени, в результате чего формируется импульсный сигнал, промодулированный по амплитуде, т. е. АИМ сигнал;

объединения N индивидуальных АИМ сигналов в групповой АИМ сигнал ,с использованием принципов временного разделения каналов;

квантования группового АИМ сигнала по уровню;

последовательного кодирования отсчетов группового АИМ сиг­нала, в результате чего формируется групповой ИКМ сигнал, т. е. цифровой сигнал.

5.2. ДИСКРЕТИЗАЦИЯ СИГНАЛА ВО ВРЕМЕНИ

В системах передачи с ВРК, как отмечалось в гл. 1, каждый канальный сигнал представляет собой периодическую последова­тельность импульсов, промодулированных исходным сигналом. При этом чаще всего используется амплитудно-импульсная моду­ляция, при- которой модулируется амплитуда импульсов, а другие параметры (длительность, частота следования, временное положе­ние) остаются неизменными.

Таким образом, в процессе формирования АИМ сигнала осу­ществляется дискретизация непрерывного (аналогового) сигнала по времени в соответствии с известной теоремой дискретизации: любой непрерывный сигнал, ограниченный по спектру верхней ча­стотой F_B, полностью определяется последовательностью своих дискретных отсчетов, взятых через промежуток времени T_д ≤ ½ F_B, называемый периодом дискретизации. В соответствии с этим частота дискретизации, т. е. следования дискретных отсчетов, выбирается из условия F_д ≥ 2F_B .

При АИМ амплитуда периодической последовательности им­пульсов изменяется в соответствии с изменениями амплитуды мо­дулирующего сигнала c(t) (например, телефонного сигнала). Раз­личают амплитудно-импульсную модуляцию первого (АИМ-1) и второго (АИМ-2) рода. При АИМ-1 амплитуда отсчетов, следую­щих с частотой дискретизации F_д , изменяется в соответствии с изменениями модулирующего сигнала c(t), а при АИМ-2 ампли­туда каждого отсчета неизменна и равна значению модулирующего сигнала c(t) в момент начала отсчета. На рис. 5.2 представлен исходный модулирующий сигнал c(t), а также сигналы при АИМ-1 и АИМ-2 в случае дискретизации двуполярных сигналов.

Поскольку все реально существующие непрерывные сигналы связи представляют собой случайные процессы с бесконечно ши­роким спектром, причем основная энергия сосредоточена в отно­сительно узкой полосе частот, перед дискретизацией на передаче необходимо с помощью фильтра нижних частот ограничить спектр сигнала некоторой частотой F_B. Для телефонных сигналов необхо­димо использовать ФНЧ с частотой среза F_B = 3,4 кГц.

Если длительность АИМ отсчетов т_и много меньше периода их следования T_д, т. е. скважность q = T_д /τ_Н ≥ 1, то разница между АИМ-1 и АИМ-2 оказывается несущественной. Это условие выпол­няется в системах передачи с ЧРК, так как длительность каналь­ных импульсов должна выбираться из условия τ_Н ≤ T_д / N, где N — число каналов.

Частотный спектр модулированной последовательности при АИМ однополярного сигнала содержит (рис. 5.3):

постоянную составляющую G_o;

составляющие с частотами исходного модулирующего сигнала F_H... F_B;

составляющие с частотой дискретизации F_д и ее гармоник k F_д. составляющие боковых полос (нижней и верхней) при частоте дискретизации и ее гармониках k F_д ± (F_H ...F_B).

При дискретизации двуполярных сигналов (телефонных, звуко­вого вещания) в спектре АИМсигнала практически отсутствуют постоянная составляющая и составляющие с частотами F_д и k F_д.

Из рис. 5.3 видно, что для восстановления исходного непре­рывного сигнала из АИМ сигнала на приеме достаточно поста­вить ФНЧс частотой среза, равной F_B, который выделит исходный сигнал. Поскольку для телефонного сигнала F_B = 3,4 кГц, то F_д должна выбираться из условия F_д ≥ 6,8 кГц. Реально выбрана F_д = 8 кГц, что позволяет упрощать требования к ФНЧприема.

При F_д = 8 кГц полоса расфильтровки ∆F_P оказывается доста­точно большой и составляет ∆F_P= (F_д —F_B)— F_B= 1,2 кГц, а при F_д = 6,8 кГц ∆F_P = 0 и потребовался бы ФНЧприема с бесконечно большой крутизной. Кроме того, следует иметь в виду, что если на выходе ФНЧ передачи появятся плохо подавленные составляющие исходного сигнала с частотами выше F_B+∆F_P (показанные штри­ховой линией на рис. 5.4), то это неизбежно (даже в случае идеального ФНЧ приема) приведет к искажениям сигнала при его восстановлении на приеме.

Выбор частоты дискретизации широкополосных групповых сиг­налов имеет свои особенности [6].

В соответствии с рис. 5.1 после дискретизации канальные сиг­налы, представляющие собой последовательности АИМ отсчетов, сдвинутых по времени друг относительно друга, объединяются, в результате чего образуется групповой АИМ сигнал (АИМгр). На рис. 5.5 над каждым отсчетом указан номер канала, к кото­рому он относится. Групповой АИМ сигнал передается между вы­ходом формирователя АИМ сигнала (АИМ модулятора) и входом кодирующего устройства в оконечном оборудовании передачи и выходом декодирующего устройства и входом устройства разделе­ния канальных сигналов (временного селектора) в оконечном оборудовании приема. Прохождение группового АИМ сигнала по цепям с ограниченной полосой пропускания или неравномерной АЧХ сопровождается искажением формы импульсов, выражаю­щейся в затягивании фронтов и срезов импульсов и возникновении выбросов. Это может привести к перекрытию временных интерва­лов между каналами и вызвать переходные помехи.

Искажения, возникающие из-за ограничения полосы частот сверху, называются искажениями первого рода. Ограни­чение полосы частот сверху связано с наличием реактивных эле­ментов в цепях, по которым проходит групповой АИМ сигнал, с ограниченным быстродействием транзисторов, используемых в узлах формирования АИМ сигнала, и с другими факторами. Ха­рактер возникающих искажений при передаче прямоугольных им­пульсов показан на рис. 5.6, а. При этом, как правило, достаточно учитывать влияние только предшествующего канала, так как влия­ние более отдаленных по времени каналов оказывается малоза­метным.

Искажения, возникающие из-за ограничения полосы частот снизу, называются искажениями второго рода. Это ог­раничение происходит из-за наличия в цепях группового сигнала реактивных элементов (трансформаторов, емкостей и др.). Харак­тер возникающих искажений при передаче прямоугольных импуль­сов показан на рис. 5.6, б. В отличие от искажений первого рода выбросы обратной полярности затухают медленно, поэтому

влиянию подвергаются даже каналы, существенно удаленные по вре­мени от влияющего канала. Это делает искажения второго рода более опасными по сравнению с искажениями первого рода. В реальных трактах возникают искажения обоих типов.

Таким образом, линейные искажения в системах с ВРК приво­дят к возникновению переходных помех между каналами. В то же время при прохождении группового АИМ сигнала по тракту, об­ладающему нелинейностью (например, через амплитудные огра­ничители, импульсные усилители, электронные ключи и др.), изме­няются амплитуды отсчетов каждого из каналов, однако отсут­ствуют переходные помехи между каналами, поскольку длитель­ность импульсов не изменяется. Следовательно, в отличие от систем с ЧРК в системах с ВРК качество передачи в большей сте­пени определяется величиной и характером линейных искажений.

Аналоговые сигналы дискретизируются в тракте передачи с по­мощью амплитудно-импульсных модуляторов, а канальные им­пульсы выделяются из группового АИМ сигнала на приеме с помощью временных селекторов. Эти устройства обычно выпол­няются в виде электронных ключевых схем, которые управляются импульсными последовательностями и практически не отличаются по схемной реализации.

К амплитудно-импульсным модуляторам и временным селекто­рам предъявляют достаточно жесткие требования в отношении быстродействия и линейности амплитудной характеристики. От их быстродействия зависит величина переходных помех между кана­лами, а линейность амплитудной характеристики во многом опре­деляет величину нелинейных искажений. Кроме того, обычно тре­буется подавление управляющего импульсного напряжения, про­никновение которого на выход модулятора или селектора вызывает возрастание шумов в канале. Это достигается за счет применения балансных схем модуляторов и временных селекторов.

На рис. 5.7 в качестве примера приведена упрощенная схема АИМ модулятора, выполненного в виде сбалансированного ключа на транзисторах VT₁ и VT₂. При наличии импульса в управляющем сигнале ключ открывается и через нагрузку протекает ток, про­порциональный входному сигналу, а между импульсами управ­ляющего сигнала Uynp, ключ оказывается в закрытом (разомкну­том) состоянии и ток через нагрузку не протекает. Режимы работы транзисторов должны быть подобраны таким образом, чтобы в от­крытом состоянии сопротивление ключа было как можно меньше, а в закрытом — стремилось к бесконечности.

В результате в нагрузке формируется сигнал в виде АИМ-1. Управляющее импульсное напряжение в нагрузку не поступает, т. е. подавляется. Это объясняется тем, что управляющее напря­жение поступает одновременно на базы VT₁ и VT₂ и вызывает по­явление эмиттерных токов, которые протекают через нагрузку в противоположных направлениях. Если транзисторы имеют одина­ковые параметры, то эти токи равны по величине и суммарный ток в нагрузке оказывается равным нулю.

После объединения канальных сигналов формируется группо­вой АИМ сигнал, который перед операцией квантования необхо­димо преобразовать в АИМ-2. Принцип преобразования сигналов АИМ-1 в АИМ-2 можно пояснить с помощью схемы, представлен­ной на рис. 5.8. На вход усилителя Ус₁ выходов канальных АИМ модуляторов (Кл₁) поступает групповой АИМ-1 сигнал. Ключ Кл₂ замыкается одновременно с Кл₁ и подключает к выходу Ус, нако­пительный конденсатор, который за короткое время заряда τ₃ за­ряжается до уровня, соответствующего амплитуде текущего АИМ отсчета. Время заряда обеспечивается достаточно малым благо­даря небольшому выходному сопротивлению Ус₁ После размыка­ния ключей Кл₁ и Кл₂ напряжение заряда конденсатора остается практически неизменным до момента замыкания ключа Кл₃. Это обусловливается тем, что входное сопротивление Ус₂ выбирается достаточно большим, предотвращая разряд конденсатора. После замыкания Кл₃ конденсатор быстро разряжается и оказывается подготовленным к поступлению очередного АИМ отсчета. Таким образом, на выходе Ус₂ формируется групповой АИМ сигнал с плоской вершиной отсчетов, т. е. сигнал АИМ-2. На рис. 5.9 при­ведены временные диаграммы, поясняющие работу схемы. Ключи Кл₂ и Кл₃ могут быть реализованы, как и Кл₁ по схеме, приве­денной на рис. 5.7.

Как видно из рис. 5.9, амплитуды отсчетов при АИМ-2 поддер­живаются практически неизменными в течение всего канального интервала (τ_{АИМ - 2} ≈ Т_{д /} N), что обеспечивает устойчивую работу кодирующего устройства, на вход которого поступает групповой АИМ сигнал.

5.3. КВАНТОВАНИЕ СИГНАЛА ПО УРОВНЮ

Как видно из рис. 5.2, АИМ сигнал является дискретным по времени, но непрерывным по уровню, так как амплитуда отсчетов может принимать бесконечное множество значений.

Это потребует при кодировании использования кодов с числом разрядов, стремящимся к бесконечности. В связи с этим возникает задача ограничения числа возможных значений амплитуд АИМ отсчетов конечным множеством, содержащим определенное число «разре­шенных» амплитудных значений (уровней) N_KB. Эта задача ре­шается в процессе квантования сигнала по уровню, при котором истинное значение каждого АИМ отсчета заменяется ближайшим разрешенным значением.

Операции квантования по уровню и кодирования, как правило, осуществляются в одном устройстве, называемом аналого-циф­ровым преобразователем (АЦП) или кодером, однако с целью выявления особенностей указанных операций целесооб­разно рассматривать их отдельно.

Значение N_KB, как будет показано ниже, зависит от вида пере­даваемого сигнала и требований к качеству передачи. Помимо общего числа уровней квантования N_KB квантующее устройство ха­рактеризуется ш а го м квантования и напряжением ог­раничения. Шагом квантования δ называется разность между двумя соседними разрешенными уровнями, a Uoгр определяет мак­симальное значение амплитуды отсчета, подвергаемого квантова­нию. Очевидно, что Uoгр должно быть выбрано таким образом, чтобы вероятность появления отсчета с амплитудой выше Uoгр была пренебрежимо мала. Очевидно, что δ = Uoгр / N_KB. Если шаг кванто­вания во всем диапазоне изменений амплитуды сигналов остается постоянным, т. е. δ = const, то квантование называется равно­мерным.

На рис. 5.10, а приведена временная диаграмма, поясняющая принцип равномерного квантования униполярных сигналов, а на рис. 5.11, а — амплитудная характеристика квантующего устройства Uвых = f / (Uвх). Квантование

осуществляется следующим обра­зом. Если амплитуда отсчета в пределах двух соседних разрешен­ных уровней превышает половину шага квантования δ/2, то ампли­туда отсчета изменяется в большую сторону, если меньше половины шага квантования — в меньшую сторону. Таким образом, операция квантования аналогична операции округления чисел, а следова­тельно, неизбежно приводит к возникновению ошибки, причем устранить эту ошибку на приеме не представляется возможным. Ошибкой квантования называется разность между истин­ным значением отсчета и его квантованным значением: ξкв(t) = U (t) – Uкв (t).

На рис. 5.10 истинное значение амплитуды каждого АИМ от­счета (до операции квантования) указано стрелкой. Как видно из рисунка, вне зависимости от амплитуды отсчета | ξкв(t) | ≤ δ/2 . Можно показать, что средняя мощность шумов квантования при равномерном квантовании Р ш.кв = δ ²/12.

Амплитудная характеристика квантующего устройства (рис. 5.11, а) содержит две основные зоны: квантования и огра­ничения. В случае | U_BX | > | Uогр| происходит ограничение макси­мальных мгновенных значений сигнала и на выходе квантователя формируется отсчет с амплитудой, равной Uогр. При этом возни­кают шумы ограничения, мощность которых значительно больше мощности шумов квантования. Поэтому необходимо применять специальные меры, предотвращающие перегрузку квантователя.

Основной недостаток равномерного квантования заключается в следующем. Поскольку мощность шумов квантования не зависит от величины сигнала, защищенность от шумов квантования, опре­деляемая как

Аз.кв = 101gPc / Pш.кв = р_c - р_ш.кв,

оказывается неболь­шой для сигналов с малыми уровнями (слабых сигналов) и воз­растает при увеличении уровня сигнала (рис.5.12). Для того чтобы выполнить требования к защищенности Аз.кв.тр, необходимо

уменьшить шаг квантования, т. е. увеличить число разрешенных уров­ней. При уменьшении δ в 2 раза мощность шумов квантования Р ш.кв уменьшается в 4 раза, а защищенность Аз.кв возрастает на 6 дБ (см. рис.5.12). При U_BX > Uoгp, т. е. при рс > рогр, защищен­ность от шумов резко падает за счет попадания сигнала в зону ограничения.

Число уровней квантования N_KB однозначно связано с разряд­ностью кода т, необходимой для кодирования квантованных АИМ отсчетов. При использовании двоичных кодов N_KB = 2^m. Оценим необходимое число разрядов т при использовании равномерного квантования.

Для двуполярных сигналов

Можно считать, что речевой сигнал имеет экспоненциальное рас­пределение (рис. 5.13):

где σс — среднеквадратическое значение напряжения сигнала.

Если выбрать Uогр = 5 σ_{с max} (при этом, как показано на рис.5.13,. вероятность перегрузки квантователя оказывается пренебрежимо малой), получим

,

а защищенность от шумов квантования

Для максимального по амплитуде сигнала (σ_с = σ_{с max}), получим.

Аз.кв тах = 6 m — 9,2 дБ.

Чтобы оценить защищенность от шумов квантования для «сла­бых» сигналов, т. е. сигналов с минимальной амплитудой, следует учитывать, что распределение средних мощностей телефонного сигнала соответствует мальному распределению со среднеквадратическим отклонением σ = 3,5... 5,5 дБ. При этом значение слу­чайной величины с вероятностью 0,997 не выходит за пределы ±3σ, что при σ = 5,5 дБ составляет ±16,5 дБ. Таким образом, защищен­ность для слабых сигналов

А₃.кв.тiп= А₃.кв.тax — 6σ = 6m — 42,2, дБ,

Если требуется обеспечить защищенность от шумов кванто­вания во всем динамическом диапазоне сигнала не менее чем А₃.кв.тр = 30 дБ, то оказывается, что потребуется m =12 (N_KB=4096). При этом защищенность для сигналов с максимальной амплитудой (сильных) будет более чем на 30 дБ превышать А₃.кв.тр.

Для восстановления исходного динамического диапазона сиг­нала на приеме необходимо установить экспандер (расшири­тель), амплитудная характеристика которого должна быть обрат­ной амплитудной характеристике компрессора (штриховые кривые на рис. 5.15). Таким образом, результирующая (суммарная) ампли­тудная характеристика цепи компрессор-экспандер (компандер) должна быть линейной во избежание нелинейных искажений пере­даваемых сигналов.

В современных ЦСП находят применение две логарифмические характеристики компандирования (типов А и μ), которые удобно изображать и описывать в нормированном виде y = f (x), где у = Uвых / Uогр и х = Uвх /Uогр;

где А = 87,6 и μ =255 — параметры компрессии.