И АНАЛОГОВЫЕ

СИСТЕМЫ

ПЕРЕДАЧИ

Под редакцией В.И.Иванова

Рекомендовано Министерством связи РФ в качестве учебника для студентов высших учебных заведений, обучающихся по направлению «Телекоммуникации» и специальности «Многоканальные

Телекоммуникационные системы»

Москва

Горячая линия – Телеком

ББК 32.883

Ц75

УДК 621.372.88 (075)

Авторы: В. И. Иванов, В. Н. Гордиенко, Г. Н. Попов, Л. Б. Аснин, В. Н. Репин, М. С. Тверецкий, К. Е. Заславский, Р. И. Исаев

Рецензенты: Б. Я. Лихтциндер, Г. В. Мелик-Шахназарова

Цифровыеи аналоговые системы передачи: Учебник для Ц75 вузов/ В. И. Иванов, В. Н. Гордиенко, Г. Н. Попов и др.; Под ред. В. И. Иванова. - 2-е изд. - М.: Горячая линия - Телеком, 2003.-232 с: ил.

ISВN 5-93517-116-3.

Рассматриваются основные принципы построения проводных и радиосистем передачи с частотным и временным разделением каналов. Излагаются вопросы построения оконечного оборудова­ния, линейных трактов аналоговых, цифровых и оптических систем передачи.

Для студентов вузов связи.

ББК 32.883

Учебное издание

Иванов Вячеслав Ильич, Гордиенко Владимир Николаевич, Попов Григорий Николаевич и др.

ЦИФРОВЫЕ И АНАЛОГОВЫЕ СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ

Учебник Обложка художника В. Г. Ситникова

ЛР №071825 от 16.03.99 г.

Подписано в печать 15.12.02 Формат 60X88/16

Бумага офсетная №1. Гарнитура Лтез Ие\у Котап. Печать офсетная.

Усл. печ. л. 14,5 Уч.-изд. л. 16,39 Тираж 2000 экз. Изд. №116

I8ВN 5-93517-116-3© Иванов В. И., Гордиенко В. Н.,

Попов Г. Н. и др., 1995, 2003 © Оформление издательства «Горячая линия - Телеком», 2003

ПРЕДИСЛОВИЕ КО ВТОРОМУ ИЗДАНИЮ

За последние годы около тридцати вузов РФ открыли подго­товку инженерных кадров по направлению 654400 «Телекоммуни­кации» и испытывают острую нехватку в обеспечении учебного процесса учебниками и учебными пособиями. Приведенный в учеб­нике «Цифровые и аналоговые системы передачи» материал в основ­ном является базовым, а поэтому не теряет своей актуальности по мере развития средств телекоммуникаций. В книге уделено большое внимание цифровым системам передачи, работающим по провод­ным, спутниковым, радиорелейным и оптическим линиям связи. Материал учебного пособия соответствует основным требованиям нового Государственного образовательного стандарта высшего про­фессионального образования второго поколения, принятого в 2000 году.

Следует обратить внимание на то, что за прошедшие годы (первое издание вышло в свет в 1996 г.) произошли изменения в на­званиях некоторых вузов, сотрудники которых принимали участие в написании учебника, а именно: Новосибирский электротехнический институт связи (НЭИС) ныне называется Сибирским государствен­ным университетом телекоммуникаций и информатики (СибГУТИ), Поволжский институт информатики, радиотехники и связи (ПИИРС) -Поволжской государственной академией телекоммуникаций и ин­форматики (ПГАТИ).

ВВЕДЕНИЕ

Средства общения между людьми (средства связи) непрерывно совершенствуются в соответствии с изменениями условий жизни, развитием культуры и техники. Сегодня средства связи стали неотъемлемой частью производственного процесса и нашего быта. Современные системы связи должны не только гарантировать быструю обработку и надежность передачи информации, но и обеспечивать выполнение этих условий наиболее экономичным

способом.

Информация передается по каналам связи (рис. 8.1).

Линией связи называется среда распространения электро­магнитных волн, используемая для передачи сигналов от передат­чика (Пер) к приемнику (Пр). Такой средой могут быть воздуш­ная, кабельная, радиорелейная линии связи, волноводы и т. д. Передатчик, линия связи и приемник образуют канал связи. Источник сообщений, передатчик, линия связи, приемник и полу­чатель сообщений образуют систему связи.

Высокая стоимость линий связи обусловливает разработку си­стем и методов, позволяющих одновременно передавать по одной линии связи большое число независимых сообщений, т. е. исполь­зовать линию многократно. Такие системы передачи называются многоканальными. Связь, осуществляемую с помощью этих систем, принято называть многоканальной.

Основной задачей, которая решается при создании многока­нальной связи, является увеличение дальности связи и числа ка­налов.

В истории развития телефонной связи можно выделить три этапа.

Первый этап характеризуется появлением электрической свя­зи - созданием первого электромагнитного телеграфа, изобретен­ного в начале 1830-х гг. русским ученым П. Л. Шиллингом.

Задача увеличения дальности связи эффективно решена рус­ским академиком Б. С. Якоби, предложившим в 1858 г. телеграф­ную трансляцию. В том же году было положено начало повыше­нию эффективности использования линейных сооружений: русский инженер 3. Я. Слонимский изобрел дуплексное телеграфирование.

Первый вклад в технику многоканальной связи был сделан Г. И. Морозовым в 1869 г., предложившим способ одновременного телеграфирования по общей цепи с помощью токов различных ча­стот.

Началом развития телефонной связи считается 1876 г., когда американец А. Белл предложил использовать для передачи речи па расстояние электромагнитный прибор, названный телефоном. В 1878 г. была разработана схема телефонного аппарата с уголь­ным микрофоном. В этом же году Т. Эдисон предложил использовать в схеме передачи речи трансформатор, что обеспечивало двустороннюю передачу и большую дальность.

В 1880 г. Г. Г. Игнатьев создал схему для одновременного те­леграфирования и телефонирования, основанную на разделении телеграфных и телефонных сигналов с помощью простейших элек­трических фильтров, т. е. был открыт принцип частотного разде­ления каналов. В это же время Пикар и Кайло предложили схемы для одновременного телеграфирования и телефонирования на ос­нове применения принципа уравновешенного моста.

Хотя таким образом были созданы предпосылки для построе­ния многоканальных систем связи, однако практически на первом этапе развития междугородной связи использовались отдельные телеграфные и телефонные цепи. Изучение свойств и опыт проек­тирования и строительства таких цепей позволили со временем перейти к практическому созданию многоканальных систем связи. Это стало возможным после развития методов радиотехники, изо­бретения электронных ламп и применения их для усиления, гене­рации переменных токов, модуляции и демодуляции, разработки теории и методов проектирования электрических фильтров, вырав­нивателей и других элементов.

Второй этап развития многоканальной связи начинается с со­здания дуплексных усилителей. В 1915 г. инженер, капитан рус­ской армии В. И. Коваленков продемонстрировал макет ламповых телефонных трансляторов на Всероссийском съезде инженеров-электриков. Предложенная им идея двустороннего действия с дифференциальной системой соединения до сих пор остается основой построения дуплексных усилителей каналов тональной ча­стоты (ТЧ). В 1922 г. в Бологом был установлен первый телефон­ный транслятор системы Коваленкова, обеспечивающий уверенную связь Петрограда с Москвой. Были организованы телефонные магистрали большой протяженности (Москва — Тбилиси, Москва — Магнитогорск и др.). т. е. на втором этапе теоретически была ре­шена проблема увеличения дальности связи.

Третий этап характеризуется решением проблемы многоканальности. В конце 20-х гг. был реализован полосовой фильтр, позво­ляющий выделять одну боковую полосу частот. К 1930 г. появилась отечественная трехканальная аппаратура. В 1940 г. была сдана в опытную эксплуатацию, первая в СССР 12-канальная система пе­редачи по воздушным линиям из цветных металлов. Началась прокладка кабельных линий. Был создан кабель нового типа — коаксиальный, пригодный для использования в широком спектре частот.

После войны техника многоканальной связи стала развиваться особенно интенсивно. Было налажено производство симметричного кабеля, разработана аппаратура К-12, затем 24- и 60-канальные системы К-24-2 и К-60. Для передачи по коаксиальным кабелям разработаны системы К-120, К-300, К-1920, К-3600, К-2700, К-5400, К-Ю800. Все более широкое применение получают РРЛ большой емкости. Одновременно развиваются цифровые системы передачи (ИКМ-12, ИКМ-24, ИКМ-30, ИКМ-120, ИКМ-480, ИКМ-1920 и др.), которые постепенно вытесняют аналоговые.

Последние два десятилетия знаменуются развитием волоконно-оптических систем передачи (ВОСП). По сравнению с существую­щими системами, работающими по медному кабелю, ВОСП обла­дают рядом преимуществ, основными из которых являются: широкая полоса пропускания, позволяющая организовывать необ­ходимое число каналов по одному волоконно-оптическому тракту; возможность предоставления абоненту наряду с телефонной связью любых из существующих ныне и создаваемых в процессе развития видов услуг связи (телевидение, телефакс, широкополосное радио­вещание, различные телематические и справочные службы, ре­кламу, местную связь и др.); высокая защищенность от электро­магнитных помех; малое километрическое затухание и возможность организации регенерационных участков большой протяженности; значительная экономия меди и потенциально низкая стоимость оптического кабеля. В настоящее время на городских телефонных сетях (ГТС) активно внедряются ВОСП ИКМ-120-4/5, ИКМ-480-5 («Сопка-1»), на магистральных и зоновых — «Сопка-2», «Сопка-3», «Сопка-4», «Сопка-5» и др.

Основными направлениями в развитии систем передачи яв­ляются: повышение эффективности использования линий связи, увеличение дальности связи, повышение ее качества и надежности, постоянное техническое совершенствование элементов и узлов ап­паратуры.

Глава 1. ПРИНЦИПЫ МНОГОКАНАЛЬНОЙ

ПЕРЕДАЧИ СИГНАЛОВ

1.1. СИГНАЛЫ ЭЛЕКТРОСВЯЗИ

И ИХ ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ

Задачей техники многоканальной связи является одно- или двусторонняя' передача на большие расстояния различного рода информации. Все виды информации, передаваемые с помощью средств электрической связи, можно разделить на две группы: со­общения и данные.

К сообщениям относится информация, воспринимаемая ор­ганами чувств одного или нескольких человек. Сообщениям свой­ственна так называемая избыточность, т. е. наличие в данной информации элементов, несущественных для правильного понима­ния ее содержания. Такие элементы могут быть отброшены без по­тери смысла передаваемой информации.

К данным относится информация, передаваемая в виде целе­сообразно выбранных символов, пригодных для машинной обра­ботки, и бедная или не обладающая избыточностью.

Сообщения, передаваемые по каналам связи, преобразуются передатчиком (см. рис. В.1) в непрерывные (аналоговые) или дис­кретные (прерывистые) электрические сигналы или сигналы элек­тросвязи (первичные сигналы). К последним относятся: телефон­ный, звукового вещания, факсимильный, телевизионный, телеграф­ный, передачи данных.

Телефонный (речевой) сигнал. Звуки речи образуются в ре­зультате прохождения воздушного потока из легких через голосо­вые связки и полости рта и носа. Частота импульсов основного тона лежит в пределах от 50 ... 80 Гц (бас) до 200 ... 250 Гц (жен­ский и детский голоса). Импульсы основного тона содержат боль­шое число гармоник (до 40), причем их амплитуды убывают с увеличением частоты со скоростью приблизительно 12 дБ на ок­таву. При разговоре частота основного тона меняется в значитель­ных пределах. Высокое качество передачи телефонного сигнала характеризуется уровнем громкости, разборчивостью, естественным звучанием голоса, низким уровнем помех. Эти факторы опреде­ляют требования к телефонным каналам.

Основными характеристиками телефонного сигнала являются:

мощность телефонного сигнала Р_ТЛф. Согласно данным МККТТ (Международный консультативный комитет по телеграфии и теле­фонии) средняя мощность телефонного сигнала в точке с нулевым

Рис. 1.1. Энергетический спектр

речевого сигнала

измерительным уровнем на интервале активности составляет 88 мкВт. С учетом коэффициента активности (0,25) средняя мощ­ность телефонного сигнала равна 22 мкВт. Кроме речевых сигна­лов в канал поступают сигналы управления, набора номера, вы­зова и т. д. С учетом этих сигналов среднюю мощность теле­фонного сигнала принимают равной 32 мкВт, что соответствует уровню р_Ср = —15 дБм0;

коэффициент активности телефонного сообщения, т. е. отноше­ние времени, в течение которого мощность сигнала на выходе ка­нала превышает заданное пороговое значение, к общему времени занятия канала для разговора. При разговоре каждый из собесед­ников говорит приблизительно 50% времени. Кроме того, отдель­ные слова, фразы отделяются паузами. Поэтому коэффициент активности составляет 0,25 ... 0,35;

динамический диапазон телефонного сигнала — десять десятич­ных логарифмов отношения максимальной мощности к минималь­ной (или разность между максимальным и минимальным уровнями сигнала): D = 10 lg (p_max /p_min) =р_тах—р_тin. Для телефонного сиг­нала D = 35... 40 дБ;

пик-фактор сигнала Q = 10 lg (p_max /p_cp) или Q = p_max - p_cp), кото­рый составляет Q = 14 дБ. При этом максимальная мощность, ве­роятность превышения которой исчезающе мала, равна 2220 мкВт ( + 3,5дБм0);

энергетический спектр речевого сигнала — область частот, в ко­торой сосредоточена основная энергия сигнала (рис. 1.1) β = 10 lg [П²(f) / П₀²]^. Δ f , где П² (f) —спектральная плотность среднего квадрата звукового давления; По — порог слышимости (минималь­ное звуковое давление, которое начинает ощущаться человеком снормальным слухом на частотах 600... 800 Гц); Δ f =1 Гц. Из рис. 1.1 следует, что речь представляет собой широкополосный про­цесс, частотный спектр которого простирается от 50... 100 до 8000 ... 10 000 Гц. Установлено, однако, что качество речи полу­чается вполне удовлетворительным при ограничении спектра ча­стотами 300 ... 3400 Гц. Эти частоты приняты МККТТ в качестве границ эффективного спектра речи. При указанной полосе частот слоговая разборчивость составляет около 90%, разборчивость фраз — более 99% и сохраняется удовлетворительная натураль­ность звучания;

количество информации речевого сигнала

I_p = η Δ F log₂ (1 + P_p.cp / P_ш), (1.1)

где Δ F = 3100 Гц — эффективная ширина спектра речи; Р_p.cp = 88 мкВт — средняя мощность речевого сигнала на активных ин­тервалах; т] = 0,25 — коэффициент активности; Р_ш — допустимая невзвешенная мощность шума (178 000 пВт). Подставляя эти зна­чения в (1.1), получаем I_{p =}8000 бит/с.

Сигналы звукового вещания.Источником звука при передаче программ вещания обычно являются музыкальные инструменты пли голос человека.

Динамический диапазон сигналов вещательной передачи сле­дующий: речь диктора 25 ... 35 дБ, художественное чтение 40 ... ... 50 дБ, вокальные и инструментальные ансамбли 45 ... 55 дБ, сим­фонический оркестр до 65 дБ. При определении динамического диапазона максимальным считается уровень, вероятность превы­шения которого равна 2%, а минимальным—98%.

Средняя мощность сигнала вещания существенно зависит от интервала усреднения. В точке с нулевым измерительным уровнем средняя мощность составляет 923 мкВт при усреднении за час, 2230 мкВт — за минуту и 4500 мкВт — за секунду. Максимальная мощность сигнала вещания в точке с нулевым измерительным уровнем составляет 8000 мкВт.

Частотный спектр сигнала вещания расположен в полосе ча­стот 15... 20000 Гц. При передаче как телефонного сигнала, так и сигналов вещания полоса частот ограничивается. Для достаточно высокого качества (каналы вещания первого класса) эффективная полоса частот должна составлять 0,05... 10 кГц, для безукоризнен­ного воспроизведения программ (каналы высшего класса) 0,03... ... 15 кГц.

Количество информации сигналов вещания, определяемое по (1.1), при Δ F = 10000 Гц, Р_СР = 923 мкВт и Р_п = 4000 пВт состав­ляет I_вещ = 180 000 бит/с.

Факсимильный сигнал.Факсимильной связью называется пере­дача неподвижных изображений (рисунков, чертежей, фотографий, газетных полос и т. д.) по каналам электрической связи. Первич­ные факсимильные сигналы получают в результате электрооптиче­ского анализа, заключающегося в преобразовании светового по­тока, отражаемого элементарными площадками изображения, в электрические сигналы. В приемнике полученный электрический сигнал возбуждает какое-либо физическое воздействие, окраши­вающее элементарные площади носителя записи, в результате чего получается копия передаваемого изображения.

Бланк с передаваемым изображением накладывается на бара­бан (Б) передающего факсимильного аппарата (рис. 1.2).,На по­верхность изображения проектируется яркое световое пятно, пере­мещающееся вдоль оси барабана. При вращении последнего под действием мотора (М) световое пятно по винтовой линии обегает его поверхность, осуществляя развертку изображения.

Отраженный световой поток воздействует на фотоэлемент (ФЭ), в резуль­тате чего в его цепи появляется изменяющийся во времени ток, мгновенное значение которого определяется оптической плотно­стью (отражающей способностью) элементов изображения.

В приемной части факсимильного аппарата принятый сигнал подается на безынерционную газосветную лампу (ГЛ). Пучок света от лампы фокусируется на поверхности светочувствительной бумаги, закрепленной на барабане приемного аппарата. Барабан вращается синхронно и синфазно с барабаном передатчика, све­товое пятно от ,ГЛ перемещается вдоль его оси. В результате после проявления получается копия передаваемого изображения.

Частотный спектр первичного факсимильного сигнала опреде­ляется характером передаваемого изображения, скоростью раз­вертки и размерами анализирующего пятна. Максимальную ча­стоту рисунка f_рис можно рассчитать, полагая, что оригинал представляет собой чередующиеся черные и белые полосы, пер­пендикулярные направлению развертки, причем ширина этих по­лос равна ширине анализирующего пятна. В этом случае f_рис = πDN/120 d , где D — диаметр барабана, мм; N— частота враще­ния барабана, об/мин; й — ширина анализирующего пятна, мм.

Параметры факсимильных аппаратов, рекомендуемые МККТТ: N=120, 90 и 60 об/мин; D = 70 мм и d =0,15 мм. Соответственно f_рис =1465 Гц при N=120 об/мин; f_рис =1100 Гц при N=90 об/мин; f_рис = 732 Гц при N = 60 об/мин. При передаче реальных изображе­ний получается первичный сигнал сложной формы, энергетический спектр которого содержит частоты 0...f_рис. Динамический диапа­зон сигнала составляет приблизительно 25 дБ, пик-фактор ра­вен 4,5 дБ при l=16 градациям яркости.

Информационную содержательность факсимильного сигнала оп­ределяют по формуле I_p = F_т log₂ l, полагая число уровней сиг­нала l=2 для штрихового изображения, l=16 для полутонового и F_т =2 f_рис. В результате расчетов f_факс = 2,93 ^. 10³ бит/с (l=2, N=120 об/мин) и f_max=11,7 ^. 10³ бит/с (l=16, N=120 об/мин).

Телевизионный сигнал. При телевидении, как и при факсимиль­ной связи, первичный сигнал формируется методом развертки.

Спектр телевизионного сигнала (видеосигнала) зависит от характеристик передаваемого изображения, но структура определяется в основном разверткой. Анализ показывает, что энергетический спектр телевизионного сигнала сосредоточен в полосе частот 0 ... 6 МГц. Цветное телевидение должно быть совместимо с черно-Ослым, т. е. цветные передачи должны приниматься в виде чорно-белых на монохромные телевизоры и черно-белые пере­дачи — на приемники цветного изображения. Эти условия выпол­няются с помощью специальной обработки первичных сигналов.

Динамический диапазон телевизионных сигналов составляет приблизительно 40 дБ, пик-фактор 4,8 дБ, а информативность 80-10⁶ бит/с.

Телеграфные сигналы и сигналы передачи данных. Первичные телеграфные сигналы и сигналы передачи данных имеют вид по­следовательностей двухполярных (рис. 1.3, а) или однополярных (рис. 1,3,6) прямоугольных импульсов. Длительность импульсов определяется скоростью передачи В, измеряемой в бодах. Тогда величина Р_т=1/т_и называется тактовой частотой, которая численно равна скорости передачи В. График нормированного энергетического спектра О_п телеграфного сигнала показан на рис. 1.4, из которого видно, что основная энергия сигнала сосре­доточена в полосе частот 0 ... Р_т. Понятия динамического диапа­зона, пик-фактора для таких сигналов не имеют смысла, а коли­чество информации 1тлг=<Рт.

1.2. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ

Передача первичных сигналов от одного абонента к другому осуществляется с помощью электромагнитных сигналов, которые передаются по каналам связи. Линии связи обычно являются наи­более дорогостоящей частью систем передачи (СП) и отличаются большим разнообразием — это воздушные, кабельные, радиоре­лейные, спутниковые, волоконно-оптические и другие линии. С помощью СП осуществляется одновременная и взаимно

Рис. 1.5. Структурная схема системы передачи

независимая передача сообщений от N абонентов, расположенных в пункте А, к N абонентам, расположенным в пункте Б.

Первичные сигналы (рис. 1.5) с₁(i), c₂(t),..., c_N (t) от N абонен­тов поступают на входы N каналов оборудования оконечного пункта (ОП А). В каждом, например i-м, канале с помощью соот­ветствующего модулятора Mi первичный сигнал c_i(t) преобразуется в канальный u_i(t) и на выходе сумматора действует групповой сигнал

Необходимость преобразования c_i(t) в u_i(t) обусловлена тем, что совокупность сигналов {c_i(t)} не обладает свойством разделимо­сти. Действительно, если объединить несколько источников пер­вичных сигналов, например подключить несколько телефонных аппаратов к одной линии и говорить по ним одновременно, то на приеме невозможно определить, к какому каналу относится каж­дый первичный-сигнал. Очевидно, что канальные сигналы u_i(t),... u_N (t) должны обладать существенными отличительными призна­ками, чтобы на приемном конце с помощью простых технических средств можно было отделить один канальный сигнал от другого. Передающая часть (Пер) оборудования оконечного пункта пре­образует групповой сигнал в линейный, который поступает в ли­нию связи. Последнее преобразование обусловлено большим раз­нообразием линий. Поэтому при формировании линейного сигнала из группового необходимо учитывать свойства соответствующей линии связи, и в частности рабочий диапазон частот, уровни пере­даваемых и принимаемых сигналов, а также помех.

Прохождение сигналов по линиям связи сопровождается иска­жением их формы и ослаблением мощности. Кроме того, происхо­дит маскирование сигналов помехами. Поэтому в подавляющем большинстве случаев линию связи разбивают на отдельные участ­ки, в конце которых устанавливают обслуживаемые или необслу­живаемые промежуточные усилительные пункты (ОУП, НУП). Расстояние между ними выбирается сравнительно малым, в ре­зультате чего удается на каждом усилительном пункте достаточно качественно восстановить форму передаваемых сигналов и

Рис. 1.6. Структурная схема системы передачи с ЧРК

обеспе­чить их защищенность от помех. В случае цифровых систем пере­дачи с помощью оборудования НУП (ОУП) удается практически полностью восстановить форму передаваемых сигналов, т. е. осу­ществить их регенерацию.

Приемная часть (Пр) ОП станции Б, во-первых, выполняет функции оборудования ОУП, во-вторых, преобразует линейный сигнал в групповой, Совокупность передающей части станции А, приемной — станции Б ОУП, НУП и линии связи объединяется в линейный тракт. В Пункте Б с выхода линейного тракта сиг­нал u_r(t) поступает на вход совокупности разделителей Р₁,..., Р_N канальных сигналов. Так, в г-м канале P_i выделяет u_i (t) из u_r(t). Затем с помощью демодуляторов ДМ₁... ,ДМ_N канальные сигналы преобразуются в первичные и поступают на выходы каналов.

В настоящее время широкое распространение имеют СП с ча­стотным разделением каналов (СП-ЧРК). Отличительным призна­ком канальных сигналов в случае ЧРК является частотный диа­пазон, занимаемый спектром сигналов u_i (t). С помощью системы несущих колебаний f_н1 ..., f_НN (рис. 1.6) модуляторы М₁,..., М_N формируют канальные сигналы, спектры которых занимают взаим­но непересекающиеся диапазоны частот (рис. 1.7). Спектры пер­вичных сигналов идентичны и занимают диапазон 0,3... 3,4 кГц. Здесь используется стандартное обозначение спектра первичного сигнала в виде

Рис.1.7 Схема преобразования спектров сигналов в

СП с ЧРК

прямоугольного треугольника. В результате моду­ляции формируются канальные сигналы со спектрами S₁ (ω), … , S_N (ω) . На приемном конце разделение канальных сигналов осу­ществляется системой, канальных фильтров КФ₁ ..., КФ_N. Из АЧХ канального фильтра i-го канала (рис. 1.8) видно, что частотные компоненты, принадлежащие канальному сигналу i-го канала, про­ходят через КФ_i без ослабления, а частотные компоненты других канальных сигналов подавляются не менее чем на 60 дБ, что соот­ветствует их ослаблению по напряжению в 1000 раз. В результате можно считать, что на выход КФ_i проходит только канальный сиг­нал u_i (t).

Кроме СП-ЧРК в настоящее время все более широкое исполь­зование находят СП с временным разделением каналов (СП-ВРК)-Функционирование этих систем передачи связано с разбиением времени передачи на циклы длительностью Т_о или с частотой сле­дования f_д =1/T₀, которая называется частотой дискретиза­ции (рис. 1.9). В свою очередь, каждый цикл N - канальной СП разбивается на N канальных интервалов (КИ) длительностью Δt_ки=T₀/N, и в течение каждого канального интервала передается информация соответствующего канала (рис. 1.10).

Рассмотрим передачу сигналов в произвольном, например, i-м канале (рис. 1.11) в течение k циклов (k=l,2, 3,...). В первич­ном сигнале c_i {t) с частотой f_д выбирается множество отсчетов с_{1 i}, c_{2 i}, c_{3 i},..., соответствующих

мгновенным значениям c_i (t) в моменты t₁,, t₂., t₃,,... (рис. 1.11). Модулятор i-го канала Mi выра­батывает последовательность сигналов u_1i(t), u_{2 i}(t), u_{3 i}(t), .. , ко­торые содержат информацию о вышеупомянутых отсчетах, так что канальный сигнал u_i(t) = u_1i(t) + u_{2 i}(t) + u_{3 i}(t) + ... Временное рас­положение этих сигналов определяется воздействием импульсов, вырабатываемых распределителем канальных импульсов (РИК) (см. рис. 1.10), действующих на i-м выходе РИК (рис. 1.12). Рас­пределитель на приеме работает синхронно с РИК на передаче. Под воздействием импульсов РИК на приеме замыкается ключ 1-го канала (Кл,), в результате чего на выходе Кл_i действует только сигнал u_i(t). Демодулятор выделяет из u_i(t), последова­тельность отсчетов с_{1 i}, c_{2 i}, c_{3 i},..., и преобразует ее в первичный сиг­нал. Теоретическое обоснование возможности передачи информа­ции в СП с ВРК связано с теоремой Котельникова, которая дока­зывает возможность передачи информации с помощью системы отсчетов, если f_д ≥ 2F_mcx , где F_mcx - максимальная частота в спект­ре первичного сигнала.

В качестве канальных сигналов в СП-ВРК широко исполь­зуются модулированные импульсные последовательности, и в част­ности АИМ сигналы. В этом случае высота импульсов пропорцио­нальна отсчетам первичного сигнала. На рис. 1.13 показаны временные диаграммы канальных и группового АИМ сигналов СП-ВРК. Однако групповой АИМ сигнал затруднительно переда­вать по линии из-за искажения формы импульсов, связанного с резким увеличением длительности фронтов и спадов. В результате возникает взаимное наложение импульсов, находящихся в разных канальных интервалах, что вызывает взаимное влияние между ка­налами. Это обстоятельство является одной из причин внедрения цифровых СП-ВРК (ЦСП).

На передающем конце ЦСП в точке А (рис. 1.14, а) действует групповой АИМ сигнал. С помощью аналого-цифрового преобра­зователя (АЦП) каждому импульсу группового АИМ сигнала ста­вится в соответствие кодовая комбинация, т. е. последовательность импульсов и пауз, причем длительность кодовой комбинации рав­на Δfки (рис. 1.14,6). В результате на выходе АЦП формируется

групповой ИКМ сигнал в виде цифрового потока. В настоящее время принято, что T_о=125 мкс (f_д = 8 кГц), число элементов в кодовой комбинации т = 8. Частота следования элементов цифро­вого потока или тактовая частота N - канальной ЦСП f_T =N m f_д = = 64 N кГц.

На приеме с помощью цифро-аналогового преобразователя (ЦАП) групповой ИКМ сигнал преобразуется в групповой АИМ сигнал, после чего происходят его разделение на канальные сиг­налы и демодуляция. Сравнение СП-ЧРК и ЦСП показывает, что ширина спектра группового сигнала в случае ЧРК примерно рав­на NΔfc, где Δfс — ширина спектра первичного сигнала. В совре­менных СП-ЧРК Δfс =4 кГц. В случае СЦП ориентировочно можно считать, что ширина спектра группового ИКМ сигнала сверху ограничивается частотой f_т. Таким образом, если в СП с ЧРК на один канал отводится диапазон частот, равный 4 кГц, то в ЦСП этот диапазон составляет 64 кГц. Необходимость существенного расширения спектра сигналов, передаваемых по линейному тракту в случае ЦСП, является существенным недостатком систем пере­дачи этого типа. Однако их высокая помехозащищенность, воз­можность использования современной элементной базы, стабиль­ность в работе обусловливают широкое внедрение ЦСП на различ­ных участках сети связи.

1.3. ДВУСТОРОННЯЯ ПЕРЕДАЧА СИГНАЛОВ

Системы передачи обеспечивают передачу сигналов одновре­менно как от абонентов станции А к абонентам станции Б, так и в противоположном направлении. Четырехпроводный канал (рис. 1.15) состоит из двух каналов однонаправленного действия, в которых сигналы, проходя от передающих зажимов к приемным,

усиливаются (S a-б и S б-а ) и поступают в развязывающие уст­ройства (РУ), обеспечивающие преобразование четырехпроводного канала в двухпроводный. Пути прохождения сигналов от линей­ных зажимов 1 – 1 РУ станции А к линейным зажимам 1 – 1 РУ станции Б, а также в противоположном направлении показаны с помощью сплошной и штриховой линий. Затухание сигналов между линейными зажимами станций А и Б носит название остаточ­ного затухания двухпроводного канала:

a _ост = а _1-2 – S_А-Б + а _4-1 (1.2)

(Б-А)

где а _1-2 , а _4-1 — затухания сигналов между соответствующими за­жимами РУ, а усиление четырехпроводной части канала Sa—б илиSб-а выбирается в зависимости от направления передачи. Оче­видна целесообразность того, чтобы затухания а _1-2 иа _4-1 были минимальными.

Основная трудность при организации перехода от четырех- к двухпроводному каналу с помощью РУ состоит в появлении петли обратной' связи (рис. 1.16). Сигнал, попадая в двухпроводный ка­нал, начинает циркулировать по петле ОС, что приводит к иска­жениям формы сигналов и в пределе — к самовозбуждению канала.

Рассмотрим процесс многократного прохождения сигнала по петле ОС (рис. 1.17). В качестве точки рассмотрения выбраны

выходные зажимы четырехпроводного канала на станции Б. Пусть в рассматриваемой точке петли ОС возникло напряжение U₁ ко­торое после однократного прохождения по петле ОС преобразо­валось, в напряжение U₂, затем после повторного прохождения — в U₃и т.д.

Коэффициент передач петли обратной связи Ќ(ω)=Ке ^jφ(ω). (Здесь с целью упрощения полагается, что модуль Ќ(ω) имеет на всех частотах рабочего диапазона канала одинаковую величину К). Тогда Ŭ₂= Ке ^jφ(ω) Ŭ₁

Ŭ₃=Ке^jφ(ω)Ŭ₂ = [Ке^jφ(ω]²Ŭ₁ Ŭ₄=Ке^jφ(ω)Ŭ₃=[Ке^jφ(ω]³Ŭ₁. Суммарное напряжение на выходе четырехпровод­ного канала: Ŭ_Σ = Ŭ₁+ Ŭ₂ + Ŭ₃ +...=[1+Ке ^jφ(ω)+ (Ке ^jφ(ω))²+…] Ŭ₁.

Данная сумма является суммой членов геометрической прогрес­сии, которая стремится к конечному пределу; если К<1. В этом случае . При К≥1 , что указывает на явление самовозбуждения в канале. Таким образом, при отсут­ствии петли ОС на выходе четырехпроводного канала действовало напряжение , а за счет многократного прохождения по петле ОС оно изменилось в раз, что соответствует изменению остаточного затухания двухпроводного канала на величину

(1.3)

Затухание, которое претерпевает сигнал, проходя от зажимов 4—4 к зажимам 2—2 РУ, называется переходным. Из рис. 1.16 сле­дует, что затухание петли ОС

А_ос = а_пер1 + а_пер2 — S_{А - Б} - S _{Б - А} (1.4)

Очевидно, что К=10^-0,05аос Величина а_ос имеет специальное на­
звание - запас устойчивости, и если a_ос≤0, то K≥1 и ка­-
нал самовозбуждается.

Рассмотрим зависимость Δа от частоты при различных запасах устойчивости. Имеют место два крайних случая, которым соот­ветствует положительная и отрицательная ОС: При положительной ОС на основе (1.3) можно получить Δа_ос+=20lg(1-К) =20lg(1-10^-0,05a_ос) , а при отрица­тельной ОС Δа_ос-=20lg(1+К) =20lg(1+10^-0,05a_ос) .

Рабочий диапазон частот канала Δfраб обычно содержит под­диапазоны с положительной и отрицательной ОС, так что зависи­мость Δa(f) имеет вид, приведенный на рис.1.18. В результате a_ост(ω)=а_1-2+ а_1-4+ Δа(ω)-S_А-Б , т. е. в рабочем диапазоне частот остаточное затухание канала

(Б—А)

принимает различные значения, что приводит к искажениям формы передаваемых сигналов. Нерав­номерность остаточного затухания Δа_ос+ и Δа_ос-нормируется сле­дующим образом: Δа_ос+ ≤ 0,6 дБ; Δа_{ос -} ≤ 0,6 дБ. Эти нормы обес­печиваются, если запас устойчивости а_ос ≥24 дБ.

В качестве РУ в каналах широко используется дифферен­циальная система (ДС), выполненная на основе трансформатора со

средней точкой (рис. 1.19). Рассмотрим ее работу в двух режимах: когда абонент станции А слушает и когда абонент станции А говорит. Анализ режимов проведем в предположении,что трансформатор идеален и потери в нем отсутствуют.

Эквивалентная схема, соответствующая первому режиму, изо­бражена на рис. 1.20,а. Если входное сопротивление абонентской линии Z_BX равно Z₃, имеют место соотношения i₁ = i₂ , Ф₁ = Ф₂. где i₁ , i₂ — токи, протекающие в полуобмотках дифференциального транс­форматора; , Ф₁ , Ф₂ — магнитные потоки, создаваемые этими то­ками в сердечнике трансформатора. Полуобмотки намотаны на сердечник таким образом, что магнитные потоки Ф₁ и Ф₂ направ­лены встречно и взаимно уничтожаются. В результате ни в одной из обмоток трансформатора не возникает ЭДС и эквивалентная схема ДС вырождается в схему, изображенную на рис. 1.20,6, из которой видно, что энергия, подводимая к зажимам 4— 4, не вы­деляется на зажимах 2—2. Такая ДС называется сбалансиро­ванной в направлении 4—2. Условием баланса является равен­ство

Z_BX = Z₃ .(1.5)

Очевидно, что вследствие равенства (1.5) половина подводимой к сбалансированной ДС мощности выделится на сопротивлении Z_BX и поступит к абоненту, а другая половина мощности бесполезно выделится на сопротивлении Z₃. Таким образом, ДС вносит в тракт прохождения сигнала затухание а_1-4 =10lg2 = 3 дБ.

Эквивалентная схема, соответствующая второму режиму, изо­бражена на рис. 1.21, а. Входной ток i_BX создает в сердечнике трансформатора переменный магнитный поток Ф, который вызы­вает равные и однонаправленные напряжения U₀ в полуобмотках дифференциального трансформатора. Переменные напряжения Ŭ_Z4 на сопротивлении Z₄ и во второй полуобмотке дифференциального трансформатора U₀ имеют противоположные фазы, и если | Ŭ_Z4 |= | Ŭ₀ |, то U_Z3 = 0. В этом случае энергия на зажимах 3—3 не вы­деляется. Такая ДС называется сбалансированной в на­правлении 1—3. Так как Ŭ_Z3 =0, то i₃ = 0, i_вх = i₄ и можно прийти к эквивалентной схеме сбалансированной ДС

Рис. 1.21. Схемы, поясняющие пе- Рис. 1.22. К анализу работы несба-

редачу энергии от зажимов 1 – 1 лансированной ДС

к эквивалентной схеме сбалансированной ДС (рис. 1.21,6). Здесь Z_BX._TP — входное сопротивление первой полуобмотки дифферен­циального трансформатора, причем Z_BX._TP = (W₁/W₂)²Z₂.

Таким образом, для возникновения баланса в направлении 1—3 необходи-мо, чтобы Z_BX._TP = Z4.

Мощность, подводимая, к зажимам 1 – 1, согласно эквивалент­ной схеме, изображенной на рис. 1.21,6, поровну распределяется между равными сопротивлениями Z_BX._TP и Z₄ причем, имея в виду идеальность трансформатора, можно считать, что мощность, выде­ляемая на Z_BX._TP, полностью поступает на Z₂. Затухание ДС между зажимами 1—1 и 2—2 a_1-2 =101g2 = 3 дБ.

В реальных каналах ДС работает в условиях согласования как в направлении 1—3, так и в направлении 2—4. Однако необходимо иметь в виду, что к каналу могут быть подключены различные абонентские линии и поэтому (1.5) носит приближенный харак­тер. Сопротивление Z₃, которое называют балансным, прибли­женно отражает свойства входного сопротивления абонентской ли­нии (рис. 1.22,а). Можно считать, что входное сопротивление ДС со стороны линейных зажимов 1—1 равно балансному сопротив­лению, т. е. Z_1-1 = Z₆. Процесс прохождения сигналов в несбалан­сированной ДС от 4—4 к 2—2 можно уяснить с помощью рис. 1.22,6. Здесь показано, что сигнал проходит от зажимов 4—4 к зажимам 1—1, претерпевая затухание а_4-1 затем из-за несогла­сованного подключения ДС к линии часть энергии отражается от зажимов 1 – 1 и, претерпивая затухание а_1-2 ,пос-

тупает на за­жимы 2—2. В соответствии с этим a _4-2 = а_4-1 + а_отр + а_1-2 , где а_отр - затухание отражения. Так как коэффициент отражения равен от­ношению напряжения падающей и отраженной волны: К_отр = |U_отр / U_пад | = = | (Z_вх —Z₆) / (Z_вх + Z₆) |, то a_отр = - 201g К_отр

С учетом (1.5) и (1.6) a _{4 - 2} = 20 lg | (Z_вх + Z₆)/( Z_вх — Z₆ ) +6 дБ. На прак-тике a _{4 - 2} ≈ 20 ... 40 дБ.

1.4. КАНАЛЫ СВЯЗИ

Стандартный канал ТЧ.Канал тональной частоты (ТЧ) является единицей измерения емкости систем передачи и используется для передачи телефонных сигналов, а также сигналов дан­ных, факсимильной и телеграфной связи. Такой канал включает в себя двухпроводное окончание и четырехпроводный тракт (рис. 1.23). Дифсистема (ДС) служит для перехода с четырехпроводного тракта к двухпроводному окончанию. Удлинители в двух­проводном окончании имеют затухание 3,5 дБ и называются транзитными. Рассмотрим основные характеристики такого канала.

Нормированные (номинальные) измерительные уровни в стан­дартных точках канала ТЧ показаны на рис. 1.23. На входе ка­нала 0 дБм, на выходе транзитного удлинителя —3,5 дБм, на входе четырехпроводного тракта —13 дБм, на выходе четырехпроводного тракта 4,3 дБм, на входе транзитного удлинителя —3,5 дБм и на выходе канала —7 дБ.

Входное Z_BX и выходное сопротивления канала ТЧ равны 600Ом. Отклонение входного и выходного сопротивлений от но­минального Z_H оценивается коэффициентом отражения р_отр = | (Z_H - Z_p) / (Z_H + Zp) | .или затуханием несогласованности (отра­жения) a_OTP = 201g | (Z_H + Z_P) / (Z_H - Z_p) |, где Z_р —реальное значение сопротивления. Значение р_отр не должно превышать 10%.

Остаточное затухание канала.Это есть величина, равная раз­ности суммы затуханий и суммы усилений в канале: a_ост = Σa— ΣS. Остаточное затухание канала составляет 7 дБ. Максимальное от­клонение во времени на одном транзитном участке не должна превышать 2,2 дБ с вероятностью 0,95.

Рис. 1.23. Эквивалентная схема стандартного канала ТЧ

Рис. 1.24. Шаблон отклонений оста- Рис. 1.25. Допустимые отклонения

очного затухания аналогового канала ТЧ ГПВ канала ТЧ

Эффективно переда­ваемая полоса частот канала ТЧ — полоса, на край­них частотах которой (0,3 и 3,4 кГц) остаточное затухание на 8,7 дБ превышает остаточное затухание на частоте 800 Гц. Частотная ха­рактеристика отклонения канала ТЧ от номинала 7 дБ должна оставаться в пределах шаблона (рис. 1.24) при максимальном числе транзитов, т. е. при 12 переприемных участках.

Фазочастотные искажения не являются столь существенными при передаче речи. Но так как каналы ТЧ используются также для передачи данных и факсимильной связи, большие фазочастот­ные искажения недопустимы. Поэтому нормируется отклонение группового времени передачи (ГВП) от его значения на частоте 1900 Гц на одном транзитном участке длиной 2500 км (рис. 1.25).

Коэффициент нелинейных искажений канала ТЧ на одном транзитном участке не должен превышать 1,5% (1% по третьей гармонике) при номинальном уровне передачи тока частотой 800 Гц. Амплитудная характеристика при этом нормируется сле­дующим образом: остаточное затухание канала на одном транзит­ном участке должно оставаться постоянным с точностью 0,3 дБ при изменении уровня измерительного сигнала от - 17,5 до +3,5 дБ в точке с нулевым измерительным уровнем на любой частоте в пределах 0,3... 3,4 кГц. При повышении уровня измерительного сигнала до 8,7 и 20 дБ остаточное затухание должно уменьшиться не менее чем на 1,75 и 7,8 дБ соответственно.

Помехи в каналах ТЧ.На выходе канала ТЧ кроме информационного сигнала присутствуют и помехи, которые определяются на приемном конце в точке с относительным уровнем -7 дБ. Сред­няя величина псофометрического (взвешенного) напряжения помех в канале в течение любого часа на одном переприемном участке длиной 2500 км не должна превышать 1,1 мВ псоф (10 000 пВт псоф в точке относительного нулевого уровня).

Пропускная способность канала ТЧ определяется выражением

C = ΔF log₂ ( l+ Р_ср / Р_п). (1.6)

где ΔF — эффективно передаваемая полоса частот, 3,1 кГц; Р_ср – средняя

Рис.1.26. Шаблон отклонений оста- Рис.1.27. Шаблон на допустимую

точного затухания цифрового канала ТЧ неравномерность ГПВ цифрового канала ТЧ

средняя мощность сигнала, 32 мкВт; Р_п — невзвешенная средняя мощность помех, отнесенная к точке с нулевым измерительным уровнем, 87 нВт. Подставляя эти значения в (1.6), получаем С ≈ 25 ^. 10³ бит/с.

Стандартные каналы ТЧ, организованные с помощью цифровых и оптических систем передачи, являются более высококачествен­ными. Поэтому ряд характеристик цифровых каналов ТЧ имеют следующие отличия.

Нормы на амплитудно-частотные искажения заданы МККТТ в виде шаблона (рис. 1.26). Если сравнить допустимые отклоне­ния Да цифровых и аналоговых каналов ТЧ (см. рис. 1.24), можно отметить, что нормы для цифровых каналов, более жесткие. То же можно сказать и о фазочастотных искажениях (рис. 1.27).

Для цифровых каналов ТЧ вводится дополнительная характе­ристика, которая оценивает шумы квантования. Эта характери­стика задается в виде зависимости отношения сигнал-шум (ОСШ) от уровня сигнала (рис. 1.28).

Широкополосные каналы.Современные системы передачи по­зволяют кроме стандартных каналов ТЧ организовать каналы с более высокой

Пропускной спо­собностью. Увеличение пропуск­ной способности достигается

рас­ширением эффективно переда­ваемой полосы частот, причем широкополосные каналы образу­ются объединением нескольких каналов ТЧ.

В настоящее время аналого­вые системы передачи предус­матривают образование следую­щих широкопо-лосных каналов:

предгруппового канала с по­лосой частот 12...24 кГц взамен трех каналов ТЧ;

первичного канала 60 ... 108 кГц взамен 12 каналов ТЧ;

вторичного канала 312... 552 кГц взамен 60 каналов ТЧ;

третичного канала 812... 2044 кГц взамен 300 каналов ТЧ.

Кроме перечисленных каналов в системах передачи формиру­ются каналы вещания и телевидения (со звуковым вещанием).

Основные характеристики широкополосных каналов приведены it табл. 1.1.

Цифровые системы передачи позволяют организовать следую­щие стандартные широкополосные каналы:

Скорость,
Канал кбит/с

Основной цифровой канал (ОЦК), 1 канал . . 64 Субпервичный цифровой канал (СЦК), 7 каналов . . 480 Первичный цифровой канал (ПЦК), 30 каналов . . 2048

Вторичный цифровой канал (ВЦК), 120 каналов . . 8448

Третичный цифровой канал (ТЦК), 480 каналов . . 34368

Четвертичный цифровой канал (ЧЦК), 1920 каналов . . 139264

Важным достоинством широкополосных стандартных каналов является возможность построения систем передачи на базе унифи­цированного оборудования формирования широкополосных кана­лов. Так, система передачи ИКМ-120 включает в себя четыре ком­плекта оборудования формирования ПЦК и один комплект обо­рудования для ВЦК. Система передачи ИКМ-480 содержит 16 комплектов для формирования ПЦК, четыре комплекта обору­дования для ВЦК и один комплект для создания ТЦК и т. д.

Глава 2. ПОСТРОЕНИЕ ОКОНЕЧНЫХ СТАНЦИЙ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ С ЧАСТОТНЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ

2.1. МЕТОДЫ ФОРМИРОВАНИЯ КАНАЛЬНЫХ СИГНАЛОВ

Для организации по одной линии передачи большого числа ка­налов используют метод частотного разделения каналов (ЧРК)г при котором сигналы от разных источников с помощью сигналов-переносчиков размещаются в непрерывающихся частотных поло­гах. Для этой цели можно использовать разные виды модуляции — амплитудную, частотную и фазовую. Для более эффективного использования линии передачи желательно в ее полосе частот раз­местить как можно больше каналов. Это означает, что спектр ча­стот, отводимый для одного канального сигнала, должен быть как можно более узким.

Из перечисленных выше видов амплитудная модуляция харак­теризуется самым узким спектром модулированного сигнала. Если принять, что в качестве несущей частоты (сигнала-переносчика) используется гармоническое колебание U_ωcos ω_н t , а исходного (пре­образуемого) сигнала -гармоническое колебание U_Ω cos Ωt ,то вы­ражение для амплитудно-модулированных колебаний будет иметь вид

u_AM (t) = U_ω (1 + m cos Ωt) cos ω_н t, (2.1)

где т = U_Ω / U_ω — коэффициент глубины модуляции. Разложив (2.1) на слагаемые, получим

u_AM (t) = U_ω cos ω_н t + m/2 U_ω cos [(ω_{н -} Ω )t]+m/2 U_ω cos [(ω_{н +} Ω )t] (2.2)

В системе передачи с ЧРК преобразуемый сигнал представляет собой сложное гармоническое колебание:

U_п.с(t)= (2.3)

и тогда спектр амплитудно-модулированных колебаний будет со­стоять из несущей частоты и двух боковых полос, занимающих частотный диапазон ΔΩ = Ω_тах - Ω_тin (рис. 2.1). При этом верхняя боковая (ω_н + Ω_i) преобразуется без инверсии, а нижняя боковая (ω_н - Ω_i)—с инверсией. Частотный интервал между нижней и верхней боковыми полосами определяет абсолютную величину по­лосы расфильтровки ΔΩ_р.

Передача канального сигнала, содержащего несущее колеба­ние и две боковые полосы частот, является нерациональной, так как ширина спектра этого сигнала ΔΩ _к в 2 раза с лишним больше, чем ширина спектра исходного (преобразуемого) сигнала ΔΩ. В то же время передача обеих боковых полос не обязательна, потому что они несут одинаковую информацию о преобразуемом сигнале. Несущее колебание вообще не содержит полезной информации, хотя основная мощность AM сигнала приходится на несущее ко­лебание. Например, при глубине амплитудной модуляции m=0,2

Рис. 2.2. Фильтровой преобразователь частоты

мощность несущего колебания в 100 раз больше, чем мощность боковых полос. Следовательно, передающее устройство должно развивать на выходе линии передачи мощность, большая часть ко­торой расходуется бесполезно.

В современных системах передачи с ЧРК используют метод передачи одной боковой полосы (ОБП) частот без несущей. Основ­ным способом получения ОБП является использование фильтро­вого преобразователя частоты (рис. 2.2), состоящего из моду­лятора М, с помощью которого осуществляется амплитудная модуляция преобразуемого сигнала и подавляется несущее колеба­ние ω_н = 2πf_н и полосового фильтра ПФ, который выделяет верхнюю (или нижнюю) боковую полосу частот. В некоторых малоканаль­ных системах передачи с ЧРК для получения ОБП используется фазоразностная схема, которая позволяет существенно упростить преобразовательное оборудование. Однако из-за недостаточного подавления одной из боковых полос при использовании фазоразностного метода на канальный сигнал в линейном спектре отво­дится полоса в 2 раза больше, чем при фильтровом методе форми­рования ОБП. Так, при организации канала ТЧ с учетом защитных полос в линейном спектре на него отводится при фильтровом методе формирования ОБП полоса 4 кГц, а при фазоразностном - 8 кГц.

Важной технической задачей при построении систем передачи с ЧРК и передачей ОБП является необходимость восстановления несущего колебания на приемной станции. Частота восстановлен­ного колебания должна с требуемой точностью совпадать с ча­стотой несущей на передающей станции. Эта задача решается путем соответствующего построения генераторного оборудования оконечных станций систем передачи с ЧРК. Принцип построения и анализ работы преобразователей частоты и генераторного обо­рудования рассмотрены в § 2.4.

2.2. МЕТОДЫ ФОРМИРОВАНИЯ СТАНДАРТНЫХ ГРУППОВЫХ СИГНАЛОВ

Возможности реализации фильтров, обеспечивающих нужную степень подавления на 65... 70 дБ неиспользуемой боковой полосы частот при преобразовании сигнала со спектром Ω_тах … Ω_тin, определяются относитель-

Рис. 2.3. Многократное преобразование частоты

определяются относительной шириной полосы расфильтровки (см, рис. 2.1)

δ = ΔΩ_р / ω_н = ΔF_р / f_н = 2F_min /f_н (2.4)

Для речевого сигнала ΔF_р = 2 ^. 0,3 кГц = 0,6 кГц. При использова­нии, напри-мер, LC-фильтров для выполнения указанных выше требований по избирательности необходимо выполнение условия δ ≥ (0,025... 0,03). При меньшем значении полосы расфильтровки необходимо использовать кварцевые, магнитострикционные, элек­тромеханические и другие фильтры с высокодобротными элемен­тами. Очевидно; что при очень высоких значениях несущих частот полоса расфильтровки оказывается настолько малой, что реализо­вать соответствующий фильтр оказывается невозможным. В этом случае, а также тогда, когда применение высокодобротных фильт­ров нежелательно из экономических соображений, применяют мно­гократное преобразование частоты.

При многократном преобразовании сигнал проходит последова­тельно через несколько преобразователей частоты (ПЧ) с различ­ными несущими частотами (рис. 2.3). На выходе ПЧ образуется сигнал со спектром (ω_н1 + Ω_min) … (ω_н1 + Ω_max) или (ω_н1 + Ω_max) ... (ω_н1 + Ω_min)в зависимости от того, какая боковая полоса - ниж­няя или верхняя - выделяется фильтром.

Относительная ширина полосы расфильтровки на первой сту­пени преобразования δ₁ = 2 Ω_min / ω_н1.

На выходе ПЧ₂ образуется сигнал со спектром ω_н2 + (ω_{н1 +} Ω_min)... ω_н2 + (ω_{н1 +} Ω_max). Относительная ширина полосы расфильтровки на этой ступени преобразования δ₂ = 2 (ω_{н1 +} ω_min) / ω_н2 (предполагается, что на обеих ступенях преобразование осуществ­ляется без инверсии). Абсолютная ширина полосы расфильтровки существенно больше, чем на первой ступени преобразования, и даже при сравнительно невысоком значении несущей ω_н2 вели­чина δ₂ может оказаться больше, что облегчает построение соот­ветствующего фильтра. Для увеличения δ₁ следует выбрать неболь­шие значения несущей частоты ω_н1 . При передаче, например, речевого сигнала и применении LC-фильтров несущая частота f_н = ω_н / 2π не должна превышать 24 кГц.

На выходе последнего ПЧ образуется сигнал со спектром (ω_{в +} Ω_min)… (ω_{в +} Ω_max) или (ω_в - Ω_max) ... (ω_{в -} Ω_min) где ω_в= ω_н1 ± ω_н2 ± ... ω_нn .

называется виртуальной частотой преобразования.

Выбор знаков в (2.5) определяется наличием или отсутствием ин­версии на соответствующей ступени преобразования.

Таким образом, при многократном преобразовании частоты аб­солютная ширина полосы расфильтровки на выходе каждого по­следующего ПЧ больше, чем на выходе предыдущего, что позво­ляет увеличивать значение несущих частот без уменьшения отно­сительной ширины полосы расфильтровки.

При использовании многократного преобразования по схеме,
приведенной на рис. 2.3, общее число ступеней преобразования и,
следовательно, общее число разнотипных фильтров оказывается
очень большим. В N - канальной системе число фильтров и их ти­-
пов равно Nn, где п — число ступеней преобразования. Число
фильтров и их типов можно уменьшить, если дополнить много­
кратное преобразование групповым, при котором преобразованию
подвергается групповой сигнал. С этой целью N каналов разби-­
вается на т групп по К каналов, т. е. Km=N. В каждой группе
сигнал каждого канала подвергается индивидуальному преобра­
зованию с помощью несущих частот ω_н1, ω_н2,…, ω_нK (рис. 2.4). Во всех группах это преобразование однотипно, поэтому на выходе каждой группы

образуется один и тот же спектр частот спектром (ω_{н1 +} Ω_min)… (ω_{нК +} Ω_max) . Групповые спектры подвергаются затем групповому преобразованию с несущими ω_гр1, ω_{гр2 ,...,} ω_{грm ,} так что после объединения преобразованных групповых сигналов обра­зуется спектр частот N каналов ω_гр1 - (ω_{нК +} Ω_max) … ω_грm - (ω_{н1 +} Ω_min) .(Для определенности предполагается, что индивидуальное преобразование осуществляется без инверсии, а групповое - с ин­версией боковых полос.) Образованные после индивидуального преобразования группы могут подвергаться многократному преоб­разованию. В рассматриваемом случае общее число фильтров равно (N + n_гр), а число типов фильтров сокращается до (К = mn_гр ), где n_гр — число групповых ступеней преобразования. Для того, на­пример, чтобы преобразовать спектры 12 каналов в спектр вы­ше 60 кГц, используя LC-фильтры, необходимо минимум двукрат­ное преобразо