При работе ЦУ в межсоединениях (линиях связи) может возникнуть множество импульсных помех различного рода, способных нарушить нормальную работу схемы. К их числу относятся перекрестные помехи, электромагнитные наводки и паразитные колебания из-за несогласованности волновых сопротивлений линий связи.
Пусть линия — источник помехи является близлежащей для линии, испытывающей воздействие помехи. Тогда между ними существует связь через паразитную емкость Спом (рис. 1.9, а). Схема замещения рассматриваемой цепи может быть представлена в виде рис. 1.9, б, где
R = Rвых.1*Rвх.2/(Rвых.1 + Rвх.2)
Если считать фронт помехи линейным, изменяющимся по закону Uпом(t) = аt, где
а = (U1– U0)/tф,
то напряжение помехи на входе элемента ЛЭ2 будет определяться соотношением (для времен от нуля до tф)
Uвx.2(t) = а [1 - exp(-t/RC)] RC,
т. е. пропорционально крутизне фронта.
а б
Рис. 1.9. Схема, поясняющая процесс возникновения перекрестных помех в цифровых устройствах (а), и схема замещения (б)
Борьба с перекрестными помехами осуществляется запрещением параллельного расположения близких и длинных сигнальных линий, размещением между такими линиями экранирующих заземленных проводников (так, в частности, поступают при применении плоских кабелей), применением коаксиальных кабелей, витых пар и др.
Электромагнитные наводки создаются внешними полями. Борьба с ними ведется конструктивными методами — экранированием устройства.
Искажения сигналов в несогласованных линиях
Паразитные колебания из-за несогласованности волновых сопротивлений возникают в связях, которые именуются длинными, причем речь не идет об абсолютных значениях длины, важно лишь соотношение длины линии и длины волны передаваемого сигнала.
Так как импульсные сигналы характеризуются широким спектром гармонических частот, говорить о длине волны сигнала для них затруднительно, и рекомендации по отнесению линий связи к коротким или длинным в значительной мере вырабатываются практикой. Например, граничную длину линии часто определяют по условию: время прохождения сигнала по линии должно быть на порядок меньше длительности передаваемого фронта.
Скорость распространения сигнала в линии равна , где Vс — скорость света в вакууме (30 см/нс); — диэлектрическая постоянная среды, в которой распространяется сигнал. Практически V == 15...20 см/нс. Поведение длинной линии резко отличается от поведения короткой.
Схема замещения длинной линии без потерь состоит из цепочки LC-звеньев, где L и С — погонные параметры индуктивности и емкости (т. е. приходящиеся на единицу длины). Такая линия (рис. 1.10, а) имеет волновое сопротивление , величина которого зависит от конструкции линии. Физически волновое сопротивление соответствует отношению напряжения к току в точке линии, которой достигает распространяющаяся волна. Пока волна распространяется в линии, отношение u/i = Zo остается неизменным. В конце линии ситуация зависит от подключенного к линии сопротивления. Если в конце линии подключено сопротивление Rh = Zo, то отношение u/i сохраняется, падающая волна не встречает неоднородности и целиком поглощается нагрузкой.
Если в конце линии Rh Zo, то отношение u/i сохраниться не может, и должно произойти искажение волны. Оно трактуется как появление отраженной волны, параметры которой таковы, что сумма падающей и отраженной волн соответствует условиям в конце линии. Отношение амплитуд отраженной и падающей волн равно коэффициенту отражения
= (Rh - Zo)/(Rh + Zo).
Отраженная волна распространяется обратно к началу линии. Если в начале линии подключено сопротивление, равное Zo, то отраженная волна поглощается целиком, и режим линии устанавливается окончательно. В противном случае в начале линии также происходит отражение волны, которая вновь пойдет по линии от ее начала к концу. Возможное многократное отражение способно затянуть переходные процессы в линии на время, равное
десяткам Т0, где Т0 — время распространения сигнала по линии (То = l / V, где l — длина линии).
Для устранения паразитных колебаний в длинной линии используют параллельное или последовательное согласование волновых сопротивлений.
а
б
в г
Рис. 1.10. Схема замещения длинной линии без потерь и схема с реализацией линии в виде коаксиального кабеля (а), варианты согласования волновых сопротивлений при передаче цифровых сигналов (б), (в), (г)
Параллельное согласование волновых сопротивлений
При параллельном согласовании в конце линии включают резистор (иногда называемый терминатором), чтобы сделать сопротивление нагрузки линии равным волновому. Это дает полное устранение паразитных колебаний, и время передачи сигнала становится равным Т0. Недостаток способа — потребление значительных токов от источника сигнала. После завершения переходных процессов на выходе линии должно установиться напряжение U1 или U0, в зависимости от логического состояния элемента — источника сигнала. Под этим напряжением находится резистор-терминатор, сопротивление которого мало (типичные значения волновых сопротивлений линий передачи сигналов 50... 100 Ом). Ток через резистор-терминатор может оказаться неприемлемо большим. Для поиска наиболее подходящего варианта включения резистора на выходе линии можно просмотреть несколько схемных вариантов (рис. 1.10, б). Пользуются также включением последовательно с резистором емкости С, которая предотвращает потребление тока в статике (рис. 1.10, в).
При последовательном согласовании в начале линии последовательно включается резистор Rдоп, сопротивление которого совместно с выходным сопротивлением источника сигнала Rист дает величину Zo (рис. 1.10, г). При этом на выходе линии действует высокое входное сопротивление элемента-приемника, следовательно, там коэффициент отражения приблизительно равен единице, и амплитуда отраженной волны приблизительно равна амплитуде падающей.
Переходный процесс в этом случае протекает следующим образом.
Ступенчатое изменение напряжения источника сигнала U создает на входе линии перепад напряжения U/2 (т. к. Rист + Rдоп = Zo). Перепад половинной амплитуды распространяется по линии и через время То достигает ее конца. Коэффициент отражения в конце линии равен единице (Rвx >> Zo и влиянием Rвх пренебрегаем). Амплитуда отраженной волны равна также U/2, в итоге в конце линии устанавливается напряжение U. Отраженная волна возвращается к началу линии, где поглощается. Таким образом, на выходе линии процесс заканчивается через время То, а на входе через 2То.
При последовательном согласовании отсутствуют токи нагрузки на источник сигнала, характерные для параллельного согласования. Повышенное значение сопротивления в цепи передачи сигнала может уменьшать амплитуду передаваемых напряжений, так что для схем на элементах с ощутимым входным током (ТТЛ(Ш)) требуется проконтролировать эту возможность. Если от линии связи берутся отводы в середине или начале линии, то задержка передачи сигнала может достигать величины 2То.
Реальное положение в технике борьбы с отражениями в длинных линиях несколько сложнее, чем было описано, т. к. выходные сопротивления цифровых элементов зачастую непостоянны и зависят от логического состояния элемента, уровня сигнала и т. д. То же самое можно сказать и о входных сопротивлениях элементов.
Линии передачи сигналов
Для обеспечения работоспособности ЦУ следует уделять большое внимание линиям связи (межсоединениям элементов). Это важно при проектировании печатных плат, и становится особенно острой проблемой в БИС/СБИС, где преобладающая часть площади кристалла, задержек сигналов и потребляемой мощности зачастую относится именно к системе межсоединений.
Ряд рекомендаций для разработки ЦУ высказан выше ("качество земли", ограничения на параллельные размещения сигнальных линий, фильтрация питания, согласование волновых сопротивлений в длинных линиях). Отметим теперь особенности Основных вариантов технической реализации межсоединений.
На платах межсоединения выполняются одиночными проводниками над "земляной" плоскостью, двумя проводниками, витыми парами, микрополос-ковыми линиями, коаксиальными кабелями малогруДиаметра и др.
а
б
в
Рис. 1.11. Простейшая схема передачи цифрового сигнала (а), схема с гистерезисным приемником (б), передача сигнала дифференциальным способом (а)
г
д
Рис. 1.11. (окончание) Пример схемы помехоустойчивой передачи сигнала (г), буфер с регулируемой крутизной фронта (д)
Схема соединения одиночным проводником (рис. 1.11, а) изображена с учетом напряжения помехи, которая может возникать между "землями" двух элементов. В этом случае помеха передается на вход приемника сигнала.
Помехоустойчивость передачи повышается, если элемент-приемник обладает гистерезисными свойствами, как, например, триггер Шмитта (рис. 1.11,6). Благодаря гистерезисной характеристике приемника, для переключения в состояние логической "1" нужно подать на вход напряжение, значительно превышающее пороговое, а для переключения в "О" — значительно меньше, чем пороговое. Ясно, что это повышает уровень допустимых помех, причем тем больше, чем шире петля гистерезиса.
Значительное улучшение может дать передача парафазного сигнала по двум линиям (дифференциальная передача), показанная на рис. 1.11, в. Приемником сигнала служит дифференциальный усилитель (или компаратор). На его верхнем входе действует напряжение Uсигн + Uпом, а на нижнем –Uсигн + Uпом. Дифференциальный приемник воспринимает разность напряжений между входами, которая равна 2Uсигн и не содержит напряжения помех. Перекрестные помехи в данном случае также значительно ослабляются, поскольку появляются в обоих проводниках близкими по величине, так что их разность, ощущаемая приемником, мала.
На рис. 1.11, г приведена схема помехоустойчивой передачи сигнала дифференциальным способом по витой паре. По волновому сопротивлению витая пара согласуется резистором-терминатором, выполненным в виде делителя из резисторов 180 и 390 Ом, эквивалентное сопротивление которого относительно выхода равно 120 Ом.
Витая пара, часто применяемая в ЦУ, представляет собою как бы упрощенную конструкцию коаксиального кабеля, в которой один из проводов можно рассматривать как некоторый аналог оплетки кабеля. Для примера укажем параметры витой пары проводников типа МНВ 2 х 0,05 мм2; волновое сопротивление 100 Ом; сопротивление проводника постоянному току 0,35 Ом/м;
коэффициент перекрестной помехи 0,15; время задержки сигнала 6 нс/м.
На рис. 1.11, д изображен буфер с третьим состоянием и регулировкой крутизны нарастания выходного сигнала. Введением/снятием третьего состояния управляет вход ОЕ (Output Enable), крутизной фронтов — сигнал SRC (Slew Rate Control). Пологий фронт желателен, поскольку замедление изменений токов и напряжений снижает помехи из-за токовых импульсов в цепях питания, перекрестные помехи и др. В то же время в критичных для быстродействия устройства путях замедленные переключения элементов нежелательны, и поэтому в них устанавливают режимы крутых фронтов. Буферные каскады с регулировкой крутизны фронтов достаточно часто применяют в современных СБИС. В них встречаются и более изощренные способы регулировок скоростей изменения сигналов в буферных элементах по специально подобранным нелинейным законам.
Большие проблемы связаны с реализацией межсоединений в СБИС. Уменьшение размеров Схемных элементов, одинаковое для размеров в плане и толщин, ведет к уменьшению поперечного сечения проводников по квадратичной зависимости, что увеличивает их погонное сопротивление. Резистивность и емкости связей ограничивают гипотезу их эквипотенциальности. Распространение потенциала вдоль проводника подчиняется уравнению диффузии, чему соответствует падение скорости распространения сигнала по мере удаления от источника и квадратичная зависимость задержки от длины проводника. Удвоение длины проводника приводит к учетверению задержки и т. д. Поэтому в длинных связях иногда включают через определенные расстояния усилители-повторители сигнала. Для оценки положения, начиная с которого основная доля задержки приходится на проводник, приведем цифры для технологии с минимальным размером 0,5 мкм: это 0,01;
0,02 и 0,5 мм соответственно для поликремниевых, диффузионных и металлизированных проводников.
, где Vс — скорость света в вакууме (30 см/нс); 
— диэлектрическая постоянная среды, в которой распространяется сигнал. Практически V == 15...20 см/нс. Поведение длинной линии резко отличается от поведения короткой.
, величина которого зависит от конструкции линии. Физически волновое сопротивление соответствует отношению напряжения к току в точке линии, которой достигает распространяющаяся волна. Пока волна распространяется в линии, отношение u/i = Zo остается неизменным. В конце линии ситуация зависит от подключенного к линии сопротивления. Если в конце линии подключено сопротивление Rh = Zo, то отношение u/i сохраняется, падающая волна не встречает неоднородности и целиком поглощается нагрузкой.
Zo, то отношение u/i сохраниться не может, и должно произойти искажение волны. Оно трактуется как появление отраженной волны, параметры которой таковы, что сумма падающей и отраженной волн соответствует условиям в конце линии. Отношение амплитуд отраженной и падающей волн равно коэффициенту отражения
= (Rh - Zo)/(Rh + Zo).
