УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ НА ДИОДАХ С НЕЛИНЕЙНОЙ ЕМКОСТЬЮ

Общие сведения. В передатчиках и приемниках СВЧ диапазона вследствие того, что рабочие частоты мощных транзисторных усилителей не превышают в настоя­щее время единиц гигагерц, в качестве выходных каскадов необходи­мо использовать умножители частоты (УЧ).

Несмотря на то, что умножение частоты колебаний может быть осу­ществлено с помощью любых нелинейных элементов, в СВЧ диапа­зоне в качестве нелинейных элементов часто используются диоды с нели­нейной емкостью р-n перехода: варакторы и диоды с накоплением заряда (ДНЗ). Эти УЧ отличаются достаточно вы­сокой эффективностью преобразования мощности, надежностью, не­большими габаритами и массой, работоспособностью на частотах вплоть до субмиллиметровых и малой потребляемой мощностью.

Всякое преобразование частоты (в том числе и умножение) сопро­вождается появлением в спектре выходных колебаний, помимо рабо­чей частоты, паразитных гармонических составляющих. Поэтому на выходе УЧ необходимо установить фильтр, обес­печивающий выделение колебаний рабочей частоты и подавление па­разитных гармоник. У диодных УЧ на входе умно­жителя также должен быть установлен фильтр, пропускающий коле­бание входной частоты и препятствующий проникновению на вход выходных колебаний. Оптимальная передача мощности источника колебаний ко входу умножителя и с его выхода к нагрузке обеспечи­вается соответствующим согласованием полного сопротивления диода с источником мощности на входе и нагрузкой на выходе соответствен­но. Таким образом, каждый умножитель на диоде с нелинейной емко­стью должен содержать фильтрующие и согласующие цепи на входе и выходе.

По виду соединения диода со входными и выходными цепями раз­личают УЧ параллельного и последовательного типа. На рис.1 представлена структурная схема умножителя параллельного типа, где СУ₁, Ф₁и СУ_n, Ф_n − согласующие и фильтрующие цепи на входе и выходе соответст­венно. В умножителях, построен­ных по этой схеме, облегчен теплоотвод от диода, поскольку один из электродов диода может быть сое­динен с корпусом. Это делает пред­почтительным применение умножи­телей частоты параллельного типа в мощных выходных каскадах пере­датчиков.

Рисунок 1 – Структурная схема умно­жителя частоты параллельного типа

Особенностью умножителей параллельного типа является преоб­разование частот за счет нелинейности вольт-кулоновой характерис­тики емкости р-n перехода. Поэтому фильтрующие цепи умножителя должны обеспечить прохождение через диод только двух гармоник тока и выделение из спектра колебаний необходимой гармоники.

Обычно при проектировании УЧ известны: тре­буемое значение мощности выходных колебаний Р_вых, выходная частота f_вых=nf_вх (п − коэффициент умножения, f_вх − частота входных колебаний), уровень подавления соседних гармонических составляющих, рабочая полоса частот ∆f, общие габариты конструк­ции.

По этим данным производят выбор диода с нелинейной емкостью и режима его работы, определяют коэффициент умножения одного или нескольких каскадов умножителей, тип согласующих и фильтрую­щих цепей, ориентировочно находят или задают КПД входной (η_вх) и выходной (η_вых) цепей умножителя.

Далее производят энергетический расчет режима работы диода по заданной мощности колебаний выходной частоты Р_дn=Р_вых/η_вых, в результате которого определяются: коэффициент преобразования на диоде η_д=Р_д1/Р_д(где Р_д1 − мощность входного колебания на диоде), мощность колебания на входе умножителя Р_вх=Р_д1/η_вх, коэффициент преобразования умножителя η_уч= Р_вых/Р_вх=η_вхη_дη_вых, полное сопротивление диода на входной (z_вх) и выходной (z_вых) час­тотах. Затем осуществляют расчет согласующих и фильтрующих цепей умножителя. Проектирование умножителя заканчивается разработкой конструкции с требуемыми габаритными размерами.

Выбор коэффициента умножения УЧ. Коэффициент умножения УЧ определяется требуемыми значениями выходной мощности Р_вых и выходной частоты f_вых ум­ножителя, а также рабочей частотой f_у и мощностью Р_у существую­щих усилителей, предшествующих умножителю частоты.

В этом случае коэффициент умножения

. (1)

Поскольку рабочий диапазон транзисторных усилителей ограничен, то существу­ет также ограничение на минимальное значение коэффициента умно­жения при фиксированной частоте f_вых. Оценить это мини­мальное значение п можно на основе следующих соображений. Рас­пределение мощностей транзисторных усилителей по диапазону час­тот всегда может быть выражено в виде некоторой функции

. (2)

Считая, что коэффициент преобразования УЧ обрат­но пропорционален коэффициенту умножения, с учетом (1) и (2) получим выражение, позволяющее произвести оценку коэффициента умножения и осуществить предварительный выбор оконечного кас­када усилителя,

, (3)

где т − число усилительных каскадов, работающих на один вход умножителя. Целесообразно выбирать т≤2. Ориентировочно можно считать, что КПД модуля передатчика в который входит выходной усилительный каскад с умно­жением частоты η_м определяется электронным КПД выходного кас­када транзисторного усилителя η_у и коэффициентом преобразования умножителя η_уч. Поскольку мы приняли, что η_уч ≈1/п, то η_м ≈η_у/п.

Если п≤3, то при переходе от п=2 к п=3 возможно некоторое увеличение η_м, связанное с возрастанием электронного КПД усили­теля η_у из-за снижения его рабочей частоты. При п>3 с ростом ко­эффициента умножения КПД модуля уменьшается.

Общий коэффициент умножения п, выбранный из, условия (3), при п≥4, может быть реализован в одном умножителе или в несколь­ких последовательно соединенных умножителях, поскольку п= п₁п₂ ,..., п_к, где п₁, п₂ , ..., п_к − коэффициенты умножения отдель­ных умножителей.

Для уменьшения габаритов, конечно, предпочтительно использо­вать один умножитель. Однако в ряде случаев целесообразно исполь­зовать несколько умножителей. Это связано с тем, что использование отдельных умножителей с малым коэффициентом умножения (п≤3) позволяет получить большие значения выходных мощностей, а также существенно расширить рабочие полосы пропускания умножителей, что очень важно при работе модулей с широкополосными сигналами.

Действительно, предельная полоса пропускания, которая может быть реа­лизована в однодиодных умножителях частоты, определяется значениями со­седних гармоник в спектре выходных колебаний умножителя и составляет

, (4)

Следует отметить, что в умножителях с малым п можно реализовать полосы пропускания, большие, чем определяемые формулой (4), если использовать в них комбинированное соединение двух диодов. Так, для балансных умножителей и умножителей со встречно-параллельным или встречно-последовательным соединением диодов

.

Кроме того, умножители с комбинированным соединением диодов позволяют увеличить мощность выходных колебаний приблизительно вдвое.

Недостатками этих умножителей является некоторое усложнение схемы (особенно балансного умножителя), умножение лишь в нечетное число раз (ум­ножители на встречно включенных диодах) или в четное (балансная схема), а также повышенные требования к идентичности параметров применяемых дио­дов.

Поскольку рабочая полоса частот умножителя должна быть меньше пре­дельной, то с ростом коэффициента умножения его рабочая полоса уменьша­ется. Это приводит к возрастанию требований к фильтрам частот (особенно к вы­ходному фильтру) и как следствие к усложнению их конструкции.

Необходимо также учитывать, что с ростом коэффициента умноже­ния возрастает влияние неста­бильности источника смещения, прикладываемого к диоду с нелиней­ной емкостью для фиксирования его начальной рабочей точки, на фазу выходных колебаний и их мощность.

В умножителях частоты на варакторах в режиме запертого р-п перехода изменение фазы колебаний на выходе умножителя при от­клонении напряжения смещения от рабочего

, (5)

где v − коэффициент, характеризующий степень нелинейности ем­кости запертого р-п перехода и зависящий от типа р-п перехода (для резкого перехода v =1/2, для плавного v =1/3); η_д определяется при рабочем напряжении смещения U₀; ∆U₀ − отклонение сме­щения от рабочего; Q_Д − добротность диода при рабочем напряже­нии смещения. Добротность может-быть рассчитана по паспортным данным на диод:

, (6)

где частота f_пред − параметр диода, измеряемый при определенном напряжении смещения U_п и обозначающий входную частоту, на ко­торой Q_д=1.

В умножителях частоты на диодах с накоплением заряда

, (7)

где Θ − угол отсечки колебаний заряда, характеризующий часть пе­риода колебаний, в течение которой р-п переход заперт, и определяю­щий в значительной степени коэффициент преобразования и мощность выходных колебаний.

Выражения (5) и (7) могут быть пригодны не только для анализа стабильности фазовых характеристик умножителей частоты, но и для оценки возможности применения умножителей частоты в качестве фазовых корректоров для уменьшения систематической фазо­вой ошибки или в качестве фазовращателей.

Изменение мощности выходных колебаний, обусловленное рас­стройкой СВЧ цепей умножителя, может быть найдено из приближен­ного выражения

, (8)

где Р’вых − мощность выходных колебаний при ненастроенных СВЧ цепях (∆Ф=0).

Из (8) следует, что с ростом ∆Ф мощность выходных колебаний уменьшается, причем тем быстрее, чем меньше η_д.

Если умножитель частоты используется в качестве фазовращателя, то максимальное отклонение фазы выходных колебаний |∆Ф|=180°. В этом случае, как следует из (8), для уменьшения пределов изме­нения мощности выходных колебаний при управлении фазой колеба­ний необходимо, чтобы коэффициент умножения был максимально возможным. Однако с ростом п уменьшается коэффициент преобра­зования и растет фазовая нестабильность. Поэтому в умножителях-фазовращателях рекомендуется брать п=3...5.

Выбор диода с нелинейной емкостью и режима его работы. Диоды с нелинейной емкостью могут работать в двух основных ре­жимах: в режиме запертого р-п перехода и в режиме

частичного от­пирания.

В режиме запертого р-п перехода умножение возможно на часто­тах f_вх<f_пред. Поскольку у современных варакторов f_пред дости­гает 400 ГГц и более, то в этом режиме возможно умножение любых частот, вплоть до субмиллиметровых.

В режиме частичного отпирания эффективное умножение возмож­но только в ограниченном диапазоне частот:

f_н<f_вх<f_в.

Нижняя граница частотного диапазона определяется временем реком­бинации неосновных носителей: f_н≈1/t_р, верхняя − временем вос­становления закрытого р-п перехода: f_в≈1/t_в. При f_вх<f_н откры­тый р-п переход вносит значительные потери и существенно снижает коэффициент преобразования. При f_вх>f_в нелинейные свойства диода выражены слабо, что также приводит к существенному снижению коэффициента преобразования. Таким образом, например, если для диода f_в не превышает 10 ГГц то в умножителях с выходной частотой ниже 10 ГГц диод может работать в обоих режимах, а в умножителях с f_вых>10 ГГц − только в режиме запертого р-п перехода.

В режиме запертого р-п перехода мгновенное напряжение и на нем при отсутствии пробоя и отпирания должно удовлетворять ус­ловию

. (9)

В режиме же частичного отпирания напряжение и должно удовлетво­рять только условию отсутствия пробоя перехода

. (10)

Из (9), (10) следует, что в режиме запертого р-п перехода в отличие от режима частичного отпирания накладываются ограничения на максимальную амплитуду колебаний. Этим и обусловливаются большие рабочие мощности умножителей частоты на диодах с нели­нейной емкостью, работающих в режиме частичного отпирания. Преимуществом режима частичного отпирания является также более высокий коэффициент преобразования умножителя при одинаковых коэффициенте умножения и добротности диода. Причем при работе в режиме запертого перехода настолько резко снижается коэффициент преобразования с ростом коэффициента умножения п, что на практи­ке п>3 не используется.

Из изложенного следует, что в умножителях с выходной частотой f_вых<10 ГГц наиболее целесообразно использовать варакторы в ре­жиме частичного отпирания перехода и особенно ДНЗ, нелинейные свойства которых в этом режиме проявляются наиболее сильно.

Энергетическими параметрами диодов являются: нормализованная мощность Р_норм и допустимая мощность рассеяния на диоде Р_доп. Мощность Р_норм характеризует максимальную мощность выходных колебаний при отсутствии пробоя: Р_норм=(U_доп)²/R_s, где

(11)

− сопротивление потерь в диоде.

Мощность Р_доп характеризует максимальную мощность выходных колебаний при отсутствии теплового пробоя перехода, поскольку

. (12)

Известно, что с увеличением добротности диода коэффициент преобразования возрастает, стремясь к единице, а выходная мощность умножителя падает, стремясь к нулю. Поэтому при выборе диода не­обходимо руководствоваться условиями обеспечения заданной мощно­сти при относительно высоком коэффициенте преобразования.

Для параллельного умножителя тип варактора, работающего в ре­жиме запертого р-п перехода, может быть выбран предварительно с помощью соотношения

,

где α − некоторый коэффициент, зависящий от типа р-п перехода и коэффициента умножения. Ряд значений α приведены в табл.1.

Таблица 1

n	q		β	α	v
	0.65 0.732 0.82	0.44 0.466 0.476	16.25·10-2 9.15·10-2 0.7·10-2	1.2·105	1/2 1/3 1/3

Параметры выбранного варактора должны удовлетворять соотно­шениям

, (13)

где , (14)

, (15)

β − некоторый коэффициент, значения которого даны в табл.1, η_{д min} − минимальное значение коэффициента преобразования диода.

Диод с накоплением заряда вначале выбирается по частоте согласно условию f_н<f_вх f<f_в, а затем по мощности

. (16)

Здесь

− коэффициент, учитывающий нелинейные свойства емкости ДНЗ. При оптимальных углах отсечки θ₀=кπ/п он принимает мак­симальные значения:

. (17)

Поскольку при оптимальных углах отсечки могут быть получены максимальные значения коэффициента преобразования, то с уче­том (17) условие (16) при реализации повышенных коэффициен­тов преобразования представляется в виде

.

Известно, что при одной и той же добротности в умножителе на ДНЗ наибольший коэффициент преобразования реализуется при уг­лах отсечки θ_max=π/2 при четном п и

или

при нечетном п. Из (17) следует, что при углах отсечки θ<θ_max на выходе умножителя могут быть получены бо’льшие мощности, чем при θ=θ_max, но при этом коэффициенты преобразования меньше. Увеличение рабочих мощностей и уменьшение коэффициента пре­образования может привести к существенному росту рассеиваемой мощности, поэтому необходимо проверить условие допустимости рас­сеиваемой мощности, которое с учетом (12) удобнее представить в виде

.

Окончательный выбор диода осуществляется также с помощью формул (13) − (15), в которые вместо β следует подставить значе­ние γ_n(θ). Отметим, что при выборе типа ДНЗ надо одновременно за­дать угол отсечки θ.

Таким образом, с выбором диода становятся известными следую­щие параметры: пробивное или допустимое обратное напряжение U_проб, показатель нелинейности варактора v, время рекомбинации t_р и время восстановления t_в максимальная частота f_пред, допусти­мая рассеиваемая мощность Р_доп, емкость р-п перехода при опреде­ленном напряжении смещения С(U_п),напряжение смещения U_п, при котором измерялись С(U_п)и f_пред, сопротивление потерь r_посл (11), угол отсечки θ.

Порядок энергетического расчета режима работы диода в умножителе параллельного типа. Расчет режима диода производится по мощности выходных коле­баний на нем

.

Здесь η_вых ориентировочно задается в пределах 0,8...0,95. По известным Р_дп, f_вых и п выбирается тип диода.

Порядок энергетического расчета диода для обоих режимов прак­тически одинаков, однако в силу различия вольт-кулоновых харак­теристик р-п перехода в этих режимах расчетные соотношения раз­личны.

Режим запертого р-п перехода. 1. Рассчитываем рабочее напря­жение смещения U₀, при котором может быть получено заданное зна­чение выходной мощности на диоде Р_дn на основе выражения

, (18)

где − параметр преобразования; значения α и β берутся из табл.1; U_{0 max} − максимально допустимое напряже­ние смещения, удовлетворяющее условию отсутствия пробоя перехода (9). Значения U_{0 max} для различных п и v также приведены в табл.1.

Уравнение для Р_дп(18) однозначно связано с U₀,однако в об­щем случае относительно U₀в явном виде оно не разрешается и U₀может быть найдено либо графически, либо с помощью ЭВМ.

В частных случаях, когда а<2, что имеет место при η_д<0.25,

;

когда а>10 − η_д>0.5

.

2. Вычисляем добротность варактора Q_д при напряжении U₀по формуле (6).

3. Определяем коэффициент преобразования

.

4. Рассчитываем мощность входных колебаний

. (19)

Здесь η_вх − так же, как и η_вых, задается исходя из диапазона частот и предполагаемого вида цепей умножителя.

5. Проверяем условие допустимости рассеиваемой мощности на диоде по формуле (12). Если это условие не выполняется, то необ­ходимо либо выбрать диод с большим значением f_пред

или Р_доп либо использовать схемы сложения или схему умножения с двумя диодами.

6. Определяем емкость варактора при напряжении смещения U₀

.

7. Вычисляем полное сопротивление р-п перехода на входной частоте

z_{п вх}=r_{п вх}+jx_{п вх}.

Здесь

,

,

где q − некоторый параметр, характеризующий отношение максималь­но допустимого значения амплитуды колебаний заряда к постоянному заряду на нелинейной емкости (см. табл.1).

8. Рассчитываем полное сопротивление р-п перехода на выходной частоте z_{п вых}=r_{п вых}+jx_{п вых}. Здесь , .

Режим частичного отпирания на ДНЗ.1. Уточняем угол отсечки θ. Так как практически всегда в умножителе частоты требуется полу­чить наибольший коэффициент преобразования, то необходимо выби­рать углы отсечки, соответствующие максимальным значениям коэф­фициента преобразования:

,

2. Рассчитываем

.

Для облегчения расчетов некоторые значения γ_n при θ=θ₀ даны в табл.2.

Таблица 2

п
	21.1	6.9	6.9	4.24		2.52	2.52	1.56	1.82	1.57	0.91

3. Определяем параметр преобразования

.

4. Рассчитываем амплитуду первой гармоники заряда

.

5. Вычисляем максимально допустимое значение амплитуды заря­да, удовлетворяющее условию (10):

.

6. Проверяем условие отсутствия пробоя диода: q₁<q_1max. Если это условие не выполняется, то необходимо выбрать диод с большим значением U_доп. Если в заданном диапазоне частот нет диодов с боль­шим значением U_доп, то можно уменьшить угол отсечки θ до значения, удовлетворяющего условию отсутствия пробоя. Однако при этом ко­эффициент преобразования будет меньше, чем при оптимальном уг­ле отсечки.

7. Рассчитываем коэффициент преобразования.

.

8. Определяем мощность входных колебаний по (19).

9. Проверяем условие допустимости рассеиваемой мощности по (12).

10. Рассчитываем напряжение смещения

.

11. Вычисляем полное сопротивление р-п перехода на входной частоте z_{п вх}=r_{п вх}+jx_{п вх}. Здесь , .

12. Рассчитываем полное сопротивление р-п перехода на выход­ной частоте: z_{п вых}=r_{п вых}+jx_{п вых}. Здесь

, .

Расчет входных и выходных свч цепей умножителя. Конструктивное выполнение умножителя частоты зависит от диа­пазона рабочих частот и электрических требований.

В умножителях СВЧ диапазона входные и выходные СВЧ цепи часто выполняют на микрополосковых линиях. При этом согласующие устройства обеспечивают согласование полного сопротивления диода на входной частоте с вол­новым сопротивлением линии на входе умножителя и полного сопро­тивления диода на выходной частоте с волновым сопротивлением ли­нии на выходе умножителя. Обычно волновые сопротивления этих линий 50 или 75 Ом.

Фильтрующие устройства умножителей частоты выполняются либо на разомкнутых и короткозамкнутых шлейфах, либо на фильтрах нижних частот (ФНЧ) и полосно-пропускающих фильтрах (ППФ). У узкополосных умножителей частоты с нечетным коэффициентом ум­ножения, полоса рабочих частот которых значительно меньше пре­дельной, во входной и выходной СВЧ цепях фильтры частот могут быть выполнены на четвертьволновых разомкнутых или короткозамк­нутых отрезках линий. У узкополосных умножителей частоты с четным коэффициентом умножения во входной СВЧ цепи может быть фильтр частоты на отрезках линий, а в выходной − ППФ. У широ­кополосных умножителей частоты с любым коэффициентом умноже­ния во входной СВЧ цепи используется ФНЧ, в выходной − ППФ.

Места включения согласующих и фильтрующих цепей относитель­но диода выбираются таким образом, чтобы сопротивление выходной СВЧ цепи на входной частоте f_вх было зна­чительно больше полного сопротивления дио­да z_вх, а сопротивление входной СВЧ цепи на выходной частоте f_вых − полного сопротив­ления диода z_вых.

Полное сопротивление диода определяется не только полным сопротивлением р-п пере­хода, но и реактивными параметрами корпуса: индуктивностью выводов L_к и емкостью кор­пуса С_к. Эквивалентная схема диода изображена на рис.2, где z_п− полное сопротивление р-п перехода на входной или выходной частоте. Согласно рис.2 на входной частоте полное сопротивление диода с учетом параметров корпуса z_вх=r_вх+jx_вх, где

, (20)

.

В приведенных выражениях для диода в бескорпусном исполнении с проволочными или ленточными выводами можно принять С_к=0, а для диода с балочной конструкцией кристалла (при отсутствии проволочных или ленточных выводов) С_к=0 и L_к=0.

Выражения (20) могут быть использованы для расчета полного сопротивления диода на выходной частоте, если индекс «вх» заменить индексом «вых».

Одна из возможных схем умножителя параллельного типа с разомкнуты­ми шлейфами представлена на рис.3. Шлейф Ш₁компенсирует реактивную часть полного сопротивления диода на частоте f_вх, пересчитанного от места вклю­чения диода (точка С)в точку А линии.

Рисунок 2 – Эквивалентная схема диода в корпусе

Рисунок 3 – Схема умножителя частоты параллельного типа со шлейфами на микрополосковых линиях

Место включения шлейфа Ш₁ во входной цепи рассчитывается с помощью соотношения

. (21)

Шлейф Ш₂ обеспечивает во входной СВЧ цепи фильтрацию колебания вы­ходной частоты и развязку входной цепи от выходной на частоте f_вых. Длина шлейфа Ш₂ l₂=λ₁/4n; где λ₁ − длина волны в линии для колебаний выходной частоты, а место его включения находится на расстоянии l₇=l₂ от диода. В этом случае шлейф Ш₂, закорачивая на частоте f_вых точке В основную линию, соединяющую вход умножителя с диодом, препятствует проникновению коле­баний этой частоты на вход умножителя и обеспечивает сопротивления входной СВЧ цепи со стороны диода на частоте f_вых близким к бесконечности.

Здесь ,

(22)

− активная и реактивная составляющие полной проводимости линии в точке В.

При выводе этого соотношения учитывалось, что волновые сопротивления всех отрезков линий одинаковы и равны волновому сопротивлению ρ входной линии.

Длина l₁ шлейфа Ш₁ определяется из соотношения

.

Значения В и G вычисляются по формулам (22).

В выходной цепи умножителя шлейф Ш₃ и отрезок линии l₈ обеспечивают согласование сопротивления диода по выходной частоте с волновым сопротив­лением линии, подключенной к выходу умножителя. Место подключения шлей­фа и его длина при равенстве волновых сопротивлений всех отрезков выбира­ются с помощью соотношений

,

. (23)

Длина разомкнутого шлейфа Ш₄ l₅=λ₁/4, что обеспечивает блокировку колебаний входной частоты на выходе умножителя. Место включения шлейфа Ш₄ относительно шлейфа Ш₃ определяется из условия получения сопротивле­ния выходной СВЧ цепи со стороны диода на частоте f_вх близким к бесконеч­ности. В случае равенства волновых сопротивлений всех линий выходной СВЧ цепи волновому сопротивлению линии на выходе умножителя длина отрезка l₈ определяется из соотношения

.

Рисунок 4 – Плата умножителя

Рисунок 5 – Схема упрощенной входной СВЧ цепи умножителя частоты

Примечание. В выражениях (21) и (23) знак перед корнем вы­бирается из условия получения наименьших габаритов СВЧ цепи.

Шлейф Ш₅ длиной l₃=λ₁/4 короткозамкнут по высокой частоте через блокировочный конденсатор (С_бл) и служит для развязки СВЧ цепе» от цепи источника постоянного напряжения смещения Ц₀, подводимого к диоду через отрезки линий l₃ и l₇. Для расширения диапазона рабочих частот цепи, содер­жащей шлейф Ш₆ и блокировочный конденсатор, волновое сопротивление ρ_ш шлейфа Ш₆ следует выбирать существенно больше (в 3...5 раз) волнового сопротивления основной линии ρ. Максимальное значение ρ_ш ограничивается тех­нологическими возможностями изготовления линий малой ширины и состав­ляет 150...200 Ом. Емкость блокировочного конденсатора выбирают из соот­ношения

.

На рис.4 представлен один из вариантов размещения на плате СВЧ це­пей умножителя, выполненного по схеме рис.3. Для уменьшения размеров платы проводящие полосы микрополосковых линий рекомендуется изгибать под углом 90° и приближать друг к другу, но не ближе чем на три толщины под­ложки, для исключения паразитных связей между ними.

В ряде случаев удается упростить входную СВЧ цепь умножителя, обеспе­чив согласование полного сопротивления диода на входной частоте подбором волновых сопротивлений фильтрующего шлейфа Ш₂ и отрезка l₇, соединяю­щего шлейф с диодом. Схема упрощенной входной СВЧ цепи изображена на рис.5. Волновые сопротивления отрезков ρ₁ и ρ₂ вычисляются по формулам

,

где

.

При х_вх>0 берется знак плюс, при х_вх<0 − тот знак, который обеспечива­ет приемлемое в конструктивном отношении значение ρ₂. Если полученные зна­чения ρ₁ или ρ₂ практически труднореализуемы, то согласование необходимо осуществлять по схеме рис.3.