В качестве выходных каскадов систем управления тиристорами на практике используются блокинг-генераторы, работающие в ждущем режиме, и импульсные усилители на транзисторах, работающие в ключевом режиме. Блокинг-генераторы обычно формируют «узкие» импульсы управления тиристорами длительностью не более нескольких десятков мкс. Импульсные транзисторные усилители могут использоваться для получения более «широких» импульсов длительностью до нескольких мс.
Выходной сигнал системы управления тиристорами часто формируется с помощью импульсного трансформатора. Последний обеспечивает гальваническую развязку высоковольтных цепей силовой схемы и низковольтных цепей системы управления, а также осуществляет согласование напряжения управления тиристором с напряжением источника питания системы управления. Изменением коэффициента трансформации импульсного трансформатора амплитуда выходных импульсов может быть получена как меньше, так и больше напряжения источника питания.
Транзисторный усилитель импульсов является оконечным каскадом системы управления силового преобразователя и предназначен для усиления по напряжению, току и мощности импульсов, поступающих с выхода формирователя длительности импульсов до значений, обеспечивающих надежное открывание тиристоров силовой части. Усилитель должен также обеспечивать минимальное время включения тиристора за счет высокой скорости нарастания тока управления.
Выходной усилитель импульсов может быть однокаскадным или многокаскадным, содержащим несколько усилительных каскадов, соединенных последовательно. В однокаскадном усилителе для повышения коэффициента усиления можно использовать несколько транзисторов, включенных по схеме Дарлингтона.
Количество усилительных каскадов выходного усилителя определяется соотношением между выходным током усилителя Iy.кз и входным током Iвх, который подается на вход усилителя от предыдущего каскада.
Входными сигналами для выходных каскадов систем управления чаще всего являются сигналы, формируемые на выходах цифровых интегральных схем (ИМС) и ОУ. Возможные варианты принципиальных электрических схем выходных усилителей приведены на рис.3.1.
Простейший усилитель импульсов (рис.3.1,а) может быть использован в том случае, если не требуется гальваническая развязка системы управления и силовых цепей преобразователя и допускается их непосредственное соединение. Данная схема может быть применена для управления маломощными тиристорами, имеющими общее соединение катодов.
В схемах (рис.3.1, б, в) при помощи импульсного трансформатора обеспечивается гальваническая развязка высоковольтных цепей силовой схемы и низковольтных цепей системы управления. При наличии нескольких вторичных обмоток трансформатора данная схема позволяет включать одновременно два или более тиристоров, что необходимо в мостовых схемах управляемых выпрямителей или при последовательном включении в одном плече нескольких тиристоров.
Рис. 3.1
Надежность работы транзисторов в импульсных ключевых каскадах значительно повышается, если на базу транзистора подается дополнительное напряжение смещения, запирающее транзистор. При наличии дополнительного источника напряжения противоположной полярности, такое смещение может быть подано через резистор R2 (показано пунктиром на рис.3.1,б).
Схема (рис.3.1, в) является незначительной модификацией схемы (рис.3.1, б). В данной схеме в качестве напряжения смещения используется падение напряжения на кремниевом диоде VD3. Тем самым исключается необходимость в дополнительном источнике напряжения смещения. В данной схеме напряжение смещения подается во входную цепь последовательно с входным сигналом, поэтому значение напряжения входного сигнала должно быть увеличено.
Схема (рис.3.1, г) содержит двухкаскадный усилитель импульсов и в отличие от предыдущих схем управляется сигналом низкого уровня.
Если управление осуществляется от цифровых ИМС, необходимо учитывать, что напряжение на выходе этих микросхем может изменяться, и расчет выходных каскадов выполнять для наихудшего случая. Напряжение на выходе ИМС ТТЛ–серии с напряжением питания Uп=5В могут изменяться в следующих пределах: напряжение высокого уровня U1вых=2,4...5B, низкого уровня - U0вых = 0…0,4B.
Величина входного тока, который может быть подан на вход усилителя, определяется нагрузочной способностью предшествующего каскада. Выходной ток интегральных цифровых микросхем сильно отличается для разных типов микросхем. Наибольший выходной ток имеют микросхемы с повышенной нагрузочной способностью.
Расчетное значение выходного напряжения ОУ общего назначения можно принять равным 10 В, а выходной ток таких усилителей не превышает значений 10 мА.
Ниже рассмотрены последовательности расчета выходных усилителей импульсов.
Пример 1. Транзисторный усилитель импульсов с непосредственной связью
Принципиальная электрическая схема усилителя приведена на рис. 3.1,а.
Усилитель содержит транзистор VT1, в коллекторную цепь которого включен резистор R2, ограничивающий ток управления тиристором VS1. Транзистор VT1 работает в ключевом (импульсном) режиме.
Расчет параметров усилителя проводится в следующей последовательности:
1. Определяем значение сопротивления резистора R2, ограничивающего амплитуду тока управляющих импульсов:
Принимаем ближайшее меньшее значение сопротивления резистора из стандартного ряда.
2. Выбираем величину напряжения коллекторного питания Ек транзистора VT1:
Ек=Uy.xx+US1,
где US1– напряжение на коллекторе транзистора VT1 в режиме насыщения. Для предварительных расчетов можно принять US1=1 В.
3. Максимальное значение тока коллектора транзистора VT1 принимаем
Iкmax=Iy.кз.
4. Выбираем из справочников [5,6] тип транзистора, удовлетворяющий условиям:
Uкэ max > Ек, Iк max> Imax,
где Uкэ max – максимально допустимое напряжение на коллекторе;
Iк max – максимально допустимый ток коллектора транзистора.
Выписываем из справочника основные параметры выбранного транзистора:
– коэффициент усиления по току β;
– напряжение насыщения база-эмиттер Uбэ н , В;
– напряжение насыщения коллектор-эмиттер US , В;
– максимально допустимое напряжение коллектор-эмиттер Uкэ max , В;
– максимально допустимый ток коллектора Iк max , А;
– максимально допустимая мощность, рассеиваемая на коллекторе Ркmax , Вт.
5. Рассчитываем ток базы транзистора VT1, обеспечивающий режим насыщения:
,
где S = 1.2…1.5 – коэффициент насыщения транзистора VT1;
βmin – минимальное значение коэффициента усиления транзистора.
6. Сопротивление резистора R1 находим из соотношения
.
7. Рассчитываем мощность, выделяющуюся в резисторах R1, R2 и на транзисторе. Выбираем стандартное значение сопротивления R1, R2из рекомендуемых рядов сопротивлений Е12, Е24 или Е48.
ПРИМЕР 2. Однокаскадный транзисторный усилитель импульсов с импульсным трансформатором на выходе
На рис.3.1 приведены два варианта транзисторных усилителей импульсов с импульсным трансформатором на выходе: с дополнительным источником смещения (рис.3.1б) и с автоматическим смещением, создаваемым падением напряжения на диодеVD3 (рис.3.1,в). В коллекторную цепь транзистора VT1 включен импульсный трансформатор, осуществляющий гальваническую развязку системы управления и силовой части преобразователя. Диод VD1 устраняет перенапряжения на транзисторе VT1 в момент его запирания. Диоды VD2 и VD3 исключают подачу импульсов отрицательной полярности на управляющий электрод тиристора. Транзистор VT1 в данной схеме работает в ключевом (импульсном) режиме.
Расчет параметров усилителя проводится в следующей последовательности:
1. Определяем значение сопротивления резисторов R3 и R4, ограничивающих амплитуду тока управляющих импульсов, по формуле
.
Выбираем ближайшее меньшее значение сопротивления резистора из стандартного ряда.
2. Выбираем величину напряжения коллекторного питания Ек транзистора VT1. При выборе величины напряжения питания Ек необходимо учитывать следующее: увеличение Ек приводит к уменьшению максимального значения тока коллектора транзистора и позволяет использовать маломощные транзисторы, однако при этом увеличивается максимальное значение напряжения на коллекторе, что требует использования транзисторов с более высоким значением допустимого напряжения на коллекторе (Uкэ max). Значение Ек обычно находится в пределах (5-50) В. Рекомендуется выбирать одно из следующих стандартных значений: 5В, 15В, 24В, 48В.
4. Максимальное значение тока коллектора транзистора VT1
Iк1.макс=Iн+Iм ,
где Iн=n∙nтр∙Iу.кз – ток нагрузки, приведенный к коллекторной обмотке;
n – количество вторичных обмоток трансформатора (для схемы рис.3.1,б n=2); Iм –ток намагничивания импульсного трансформатора.
5. Выбираем из справочника тип транзистора, удовлетворяющий условиям:
Uкэ max> Ек , Iк max> Iк1.макс ,
и выписываем основные параметры выбранного транзистора.
6. Рассчитываем ток базы транзистора VT1, обеспечивающий режим насыщения:
.
7. Сопротивление резисторов R1 и R2 находим из соотношений:
а) для схемы (рис.3.1, б)
;
б) для схемы (рис.3.1, в)
,
где UVD – прямое падание напряжения на диоде VD3.
Определим сопротивление резистора R2 (рис.3.1, б), полагая, что при отсутствии входного сигнала Uвх=0, а также учитывая
и ,
,
где U01 – напряжение, обеспечивающее на переходе база-эмиттер VT1 режим отсечки (U01 принимают равным 0,2÷0,5 В); Iко1 – обратный коллекторный ток VT1.
Для схемы (рис.3.1, в) максимальный прямой ток диода VD должен быть больше, чем сумма тока Iк1max и тока, протекающего через резистор R4 (IR4=(Eк-UпрVD)/R4).
Падение напряжения на VD3 UVD должно превышать сумму напряжений U01 и , соответствующее логическому нулю на выходе ТТЛ (U(0) 0,4В), если каскад управляется ИМС ТТЛ.
Другим условием для определения сопротивления может служить ток, проходящий через резистор R2, не должен влиять на ключевые режимы работы VT1, поэтому сопротивление R2 следует принимать:
R2=Eсм/(5÷10)Iб1, (схема рис. 3.1, б);
R2=U(1)max/(5÷10)Iб1, (схема рис. 3.1, в).
ПРИМЕР 3. Расчёт драйвера тиристора
Драйвером обычно называют электронную схему, обеспечивающую управление силовым элементом от заданных входных сигналов. Рассматриваемый драйвер содержит формирователь длительности импульсов (ФДИ) и выходной усилитель импульсов. Принципиальная электрическая схема драйвера приведена на рис.3.2.
Рис. 3.2
ФДИ предназначен для формирования импульсов управления тиристорами, необходимой длительности. ФДИ содержит эмиттерный повторитель на транзисторе VT2 и дифференцирующую RC-цепь (С1, R3, VD2). В качестве оконечного усилителя используется однокаскадный усилитель импульсов на транзисторе VT1 с импульсным трансформатором на выходе.
Для численной иллюстрации расчета элементов драйвера принимаем: Uy.xx=15 B, Iу.кз=0,31 А.
Так как в качестве выходного каскада драйвера применен транзисторный усилитель импульсов с импульсным трансформатором, то расчет элементов выходного каскада проводим по пунктам 1– 6, изложенным в примере 2.
1. Определим значение резистора R4:
R4=15/0,31=48,4 Ом.
Принимаем стандартное сопротивление из ряда R4=51 Ом.
2. Величину напряжения коллекторного питания транзистора VT1 выбираем равной 15 В.
3. Коэффициент трансформации импульсного трансформатора находим по формуле, полагая, что US1=1 B:
4. Рассчитываем максимальное значение тока коллектора транзистора VT1. Ток намагничивания трансформатора Iμ принят равным 0,3 Iн.
Iк1=1,07·0,31+0,3·0,31=0,428 А.
5. Заданным условиям удовлетворяет транзистор типа КТ807А, имеющий параметры:
– коэффициент усиления по току, β=15-45;
– напряжение база-эмиттер, Uбэ.н1=0,6 В;
– максимально допустимое напряжение коллектор-эмиттер,
Uкэ max = 100 В;
– максимально допустимый ток коллектора, Iк max=500 мА;
– максимально допустимая мощность, рассеиваемая на коллекторе, Рк max=1,5 Вт.
6. Рассчитаем ток базы транзистора VT1:
.
7. Сопротивление резистора R3 найдем из соотношения
tи=100 мкс – время длительности импульса управления тиристора;
Rэ=R3 (принимаем предварительно).
С=tи/ R3,
С=100*10-6/100=1*10-6Ф=1мкФ.
9. Определим максимальный ток коллектора транзистора VT2 в насыщенном состоянии:
,
где US2 – напряжение на коллекторе VT2 в насыщенном состоянии (US2=1 В),
10. Выбираем транзистор VT2 из условий:
Uкэ max>Eк1, Iк max>Iк2 max.
Заданным условиям удовлетворяет транзистор типа КТ315А, имеющий следующие параметры:
– коэффициент усиления по току, β=30-120;
– напряжение насыщения US2=0,6 В;
– максимально допустимое напряжение коллектор-эмиттер, Uкэ max=25В;
– максимально допустимый импульсный ток коллектора, Iк max=100 мА;
– максимально допустимая мощность, рассеиваемая на коллекторе, Рк max=0,15 Вт.
11. Сопротивление резистора R2 находим из условия разряда конденсатора С во время закрытого состояния транзистора VT2. Время разряда tраз принимаем равным периоду следования импульсов T=20 мс (3CR2< tраз):
.
Принимаем стандартное сопротивление R2=6,2 кОм.
12. Уточним значение Rэ и Iк2,
где – эквивалентное сопротивление в цепи эмиттера VT2:
13. Полагаем, что управление драйвером осуществляется от ИМС ТТЛ, для которой уровень логической единицы U(1)=2,4В является входным напряжением драйвера.
Тогда сопротивление резистора R1, ограничивающего базовый ток VT2, равно
учитывая, что
Принимаем стандартное сопротивление R1=1,5 кОм.
ПРИМЕР 4. Расчёт двухкаскадного транзисторного усилителя с импульсным трансформатором на выходе
Для включения тиристоров используется двухкаскадный транзисторный усилитель импульсов с импульсным трансформатором на выходе. Такой усилитель (рис.3.1,г) может обеспечить управление тиристором от ИМС как ТТЛ, так и КМОП логики.
Для численной иллюстрации расчета элементов усилителя принимаем, что нагрузочная характеристика цепи управления тиристоров задается: Uy.xx=15 B, Iy.кз=0,24 А. Так как в выходном каскаде используется транзисторный усилитель с импульсным трансформатором, то расчет элементов усилителя выполняем по пунктам 1– 6.
1. Определим значения резисторов R6 и R5, ограничивающих амплитуду тока управляющих импульсов:
Из ряда Е24 стандартных значений резисторов выбираем резистор R4=62 Ом.
2. Величину напряжения коллекторного питания транзистора VT1 выбираем равным 15 В.
3. Коэффициент трансформации импульсного трансформатора находим, полагая, что US1=1 В:
где US1 – напряжение на коллекторе транзистора VT1 в режиме насыщения.
4. Максимальное значение тока коллектора транзистора VT1
Iк1 max=Iн+Iм,
где Iн=n·Iy.кз·nТР – ток нагрузки, приведенный к коллекторной обмотке;
Iм=0,3 Iн – ток намагничивания трансформатора.
Полагая, что Iy.кз=0,24 А, получим
Iк1 max=2·0,24·1,07+0,3·0,51=0,66 А.
5. Выбираем из справочника транзистор, удовлетворяющий условиям
Uкэ max>Eк, Iк max> Iк1 max,
где Uкэ max – максимально допустимое напряжение на коллекторе;
Iк max – максимально допустимый ток коллектора транзистора.
Заданным условиям удовлетворяет транзистор типа КТ815А, имеющий параметры:
– максимально допустимое напряжение коллектор-эмиттер Uкэ max=35В;
– максимально допустимый ток коллектора Iк max=50 мА;
– максимально допустимая мощность, рассеиваемая на коллекторе Рк max=150 мВт.
10. Определим ток базы Iб2:
где S=1,2 – коэффициент насыщения транзистора VT2.
11. Сопротивление резистора R2 находим по формуле
где U(0)вх=0,4 В – уровень логического нуля цифровой интегральной микросхемы, с выхода которой подается сигнал на вход усилителя импульсов,
Выбираем стандартное сопротивление R2=2,7 кОм.
12. Резисторы R1 и R4 ускоряют процесс выключения транзисторов VT1 и VT2. Задаваясь значением тока базы равным Iб= Iб.нас/(5÷10), найдем сопротивление резисторов:
,
Рассчитав среднюю мощность потерь в резисторах, можно выбрать их тип. Например, если принять значения tи=100мкс, Т=6 мс, то РR5=0,242·62·100·10-6/6·10-3=0,06 Вт. Из ряда Е24 выбираем резистор ОМЛТ-0,25.
Выбор диодов, работающих в импульсном режиме, производится исходя из следующих параметров:
– допустимого прямого импульсного тока (Iпр.и);
– допустимого обратного напряжения (Uобр).
Учитывая, что ток не превышает 300 мА, а напряжение – 15 В, в качестве диодов VD3 и VD2 выбираем диод КД522А, имеющий параметры:
Iпр.и=1,5 А, Uобр=30 В.
ПРИМЕР 5. Драйвер для управления силовым полевым транзистором
Для уменьшения динамических потерь в силовых полевых транзисторах необходимо обеспечить крутой фронт управляющих импульсов и мощный импульсный ток, необходимый для быстрого заряда и разряда входной емкости полевого транзистора. Этим требованиям удовлетворяет драйвер, представленный на рис. 3.3.
Рис. 3.3
Для получения крутых фронтов управляющих импульсов применяется компаратор DA1. Компаратор занимает промежуточное положение между функциональными узлами аналогового и цифрового типа и является простейшим аналого-цифровым преобразователем. Напряжение на его выходе устанавливается на уровне логического нуля или логической единицы в зависимости от того, превышает или нет входное напряжение величину опорного.
Компаратор часто выполнен таким образом, что может включаться в схему, используя выход – открытый коллектор (К), тогда выход – открытый эмиттер (Е) нужно заземлить. Либо используя выход – открытый эмиттер (Е), тогда выход – открытый коллектор (К) нужно подключить к положительному источнику питания.
В схеме (рис.3.3) на неинвертирующий вход компаратора подается напряжение управления, а на инвертирующий вход подано смещение нуля при помощи делителя напряжения, выполненного на диоде VD1 и резисторе R2, резистор ограничивает ток на диоде. Прямое падение на диоде является опорным. С этим напряжением сравнивается напряжение управления, подаваемое на неинвертирующий вход.
Пока напряжение на неинвертирующем входе компаратора DA1 меньше опорного, на его эмиттерном выходе присутствует минусовой потенциал по отношению к общему выводу. Как только потенциал сигнала управления на неинвертирующем входе компаратора превышает опорное напряжение, на эмиттерном выходе компаратора появляется плюсовой потенциал по отношению к общему выводу.
Таким образом, на выходе компаратора появляется DA1 получаем прямоугольные импульсы разной полярности.
Усиление сигнала по мощности производится тремя каскадами комплиментарных эмиттерных повторителей. Первый каскад собран на транзисторах малой мощности VT1 и VT2 соответственно 2Т3117 и 2Т313, второй – на транзисторах средней мощности VT3 и VT4 соответственно 2Т831 и 2Т830 и третий – на транзисторах большой мощности VT5 и VT6 соответственно 2Т819 и 2Т818.
При такой реализации многокаскадного усилителя можно обеспечить на выходе импульсный ток до 20 А. Для управления полевыми и IGBT-транзисторами в большинстве случаев достаточно ограничиться двумя усилительными каскадами.
Усилители работают следующим образом. При подаче положительного сигнала на вход усилителя транзисторы VT1, VT3, VT5 переходят в режим насыщения, а транзисторы VT2, VT4, VT6 – в режим отсечки. При подаче отрицательного сигнала транзисторы меняются ролями.
Рис. 3.1
,
.
.
.
.
;
,
и 
,
,
, соответствующее логическому нулю на выходе ТТЛ (U(0) 
0,4В), если каскад управляется ИМС ТТЛ.
может служить ток, проходящий через резистор R2, не должен влиять на ключевые режимы работы VT1, поэтому сопротивление R2 следует принимать:
.
,
,
- постоянная времени заряда конденсатора С;
,
.
– эквивалентное сопротивление в цепи эмиттера VT2:
.
,
