Чотириполюсники, частотна залежність коефіцієнта передачі яких компенсує зміну коефіцієнта підсилення підсилювача.

Даний метод ефективний, але найбільш громіздкий і не знайшов широкого практичного застосування.

Перші два методи не вимагають особливих коментарів, тому розглянемо третій метод на прикладі схем підсилення на біполярних транзисторах.

а) Колекторна ВЧ корекція

Рис. 1.2

На рис. 1.2 наведено приклад схеми корекції АЧХ в області верхніх частот за допомогою індуктивності L, під’єднаної в колекторне коло.

Принцип роботи даної схеми полягає в тому, що послідовно з колекторним навантаженням вмикається невелика індуктивність такої величини, що спадом напруги на ній в області нижніх та середніх частот можна знехтувати. В області ж верхніх частот опір повинен бути співрозмірний із RК . Зростання колекторного опору навантаження зумовлює ріст коефіцієнта підсилення, отже зменшення останнього в області верхніх частот буде скомпенсоване. Узагальнена еквівалентна схема підсилювача з елементом корекції наведена на рис.1.3 .

Рис. 1.3

Ввімкнення послідовно з RК коректуючої індуктивності L рис. (1.3) приводить до того, що колекторне навантаження для області верхніх частот стає комплексним: Z_K R_K j L.

В області середніх та нижніх частот провідність навантаження залишається

практично активною й дорівнює GК . Тому властивості каскаду для цих частот залишаються такими ж, як і в каскаді без корекції.

Коефіцієнт підсилення скоректованого в області верхніх частот каскаду, згідно з еквівалентною схемою ( на рис. 1.3) буде дорівнювати:

Крутизна характеристики S – транзистора зменшується з частотою за законом

Для спрощення викладок вважатимемо, що підсилювальні властивості каскаду визначаються залежністю Y_K (R_K ,L), тобто Y_K Y_вих ,Y_H . Отже,

корекція не дає таких ідеальних результатів, проте дозволяє розширити смугу пропускання каскаду. Крім цього, слід зважати на те, що в еквівалентній схемі величина SU₁ зменшується, а Y_вих збільшується з ростом частоти. Результуючий вплив цих факторів приводить до складної залежності K_U від частоти, і тоді

еквівалентна схема рис. (1.3) не відповідатиме дійсності. Величина , що входить до формули для крутизни S визначається параметрами транзистора і змінюється при зміні режиму його роботи. У зв'язку з цим вживаються заходи для стабілізації положення робочої точки (R_e ,С_e ). Технологічні складності реалізації інтегральних індуктивностей обумовили використання в інтегральних широкосмугових підсилювачах як колекторне навантаження транзистор, ввімкнений у схемі зі спільною базою. Транзистор при цьому володіє низьким статичним та високим динамічним опором, отже, є своєрідним еквівалентом індуктивності.

Рис. 1.4

В схемі (на рис. 1.4) VT1 - еквівалент коректуючої індуктивності, а С1 забезпечує режим роботи зі спільною базою.

Приклади схем емітерної корекції АЧХ в області верхніх частот наведені на рис.1.5.

Рис. 1.5

На рис. 1.6 наведена залежність коефіцієнта підсилення підсилювача в області частот, вищих за середню частоту підсилюваного діапазону при різних величинах ємності коректуючого конденсатора. Крива 5 відповідає безмежно великій, а крива 1 круговій ємності коректуючого конденсатора.

Рис.1.6

У міру зростання величини ємності коректуючого конденсатора зменшується глибина оберненого зв’язку, а отже, зростає коефіцієнт підсилення. При деякій величині ємності конденсатора C_К спостерігається перевищення граничної частоти (крива 4) підсилення навіть тієї, що отримується при безмежно великій ємності (крива 5). Це явище обумовлюється зміною характеру 03. В деякому частотному інтервалі для даної величини C_К обернений зв’язок стає додатним.

Корекція АЧХ в області нижніх частот, як правило, здійснюється за допомогою RC – фільтра, ввімкненого в колекторне коло (рис. 1.7).

Рис. 1.7

Величина ємності C_К вибирається такою, щоб для області НЧ величиною провідності цього конденсатора можна було знехтувати (рис. 1.8 (а)), водночас для середніх та верхніх частот схема колекторного кола на змінному струмі матиме вигляд, наведений на рис. 1.8 (б).

Рис. 1.8

У деяких випадках коректуючі двополюсники вмикають між підсилювальними каскадами. Для корекції частотної характеристики в області верхніх частот може бути використана схема, наведена на рис. 1.9

Рис. 1.9

Робота схеми полягає у зміні опору ланки R₃C₁ на верхніх частотах, що збільшує амплітуду сигналу на вході транзистора VТ₂ в області верхніх частот.

Частотну характеристику підсилювача в області нижніх частот можна скоректувати, використавши схему (рис. 1.10).

Рис. 1.10

У даній схемі глибина паралельного від'ємного оберненого зв'язку зменшується зі зниженням частоти підсилювального сигналу.

§ 2. Підсилювачі потужності

Підсилювачі потужності (ПП), як правило, – це є вихідні каскади, які реалізуються по-різному, в залежності від їх призначення. При цьому розрізняють основні два схемотехнічні різновиди: однотактні та двотактні підсилювачі. В залежності від типу зв'язку між каскадами та навантаженням, розрізняють трансформаторні, конденсаторні, дросельні підсилювачі або підсилювачі з безпосереднім чи гальванічним зв'язком. Характерною особливістю роботи вихідного каскаду є високий рівень амплітуди підсилюючого сигналу. Для підсилювачів цього виду одним із основних є параметр ефективності використання енергії джерела живлення. При цьому розрізняють ефективність використання

Потужність, що розсіюється на опорі навантаження при з синусоїдальній формі сигналу розраховується як: P_н 0,5I_km U_km .

виділяється на транзисторі й приводить до зростання його температури. Температура транзистора знижується шляхом використання радіаторів. Величина

теплового опору в радіаторі (приблизно) R_p ¹⁰⁰⁰ (К/Вт), де S - площа радіатора, в

S

см². Оскільки транзистор має малі розміри порівняно з розмірами радіатора, то використання радіаторів площею, більшою ніж 250-300 см² , є нераціональним.

У вихідних каскадах внаслідок великої амплітуди підсилюваного сигналу виявляються нелінійності характеристик підсилювальних елементів. Таким чином, використовуючи великі I_km та U_km , забезпечуємо високий ККД, наперед

враховуючи нелінійні спотворення підсилювального сигналу. Слід зауважити, що для схеми підсилювача зі спільним емітером нелінійність вхідної характеристики частково компенсується протилежним характером нелінійності вихідної характеристики. При цьому результуюча наскрізна характеристика найбільш лінійна за умови рівності величини вхідного опору схеми підсилювача та внутрішнього опору джерела сигналу.

Величину нелінійних спотворень вихідного каскаду знаходять за допомогою наскрізної динамічної характеристики (ДХ) методом п’яти точок. Під ДХ розуміється залежність вихідного струму від величини електрорушійної сили підсилюваного сигналу. Наскрізна динамічна характеристика вихідного каскаду будується з допомогою сімейства статичних вихідних і вхідної ВАХ

транзистора (рис.2.1(а; б)).

Рис.2.1

На графіку сімейства вихідних ВАХ (рис. 2.1 б) проводиться навантажувальна пряма для змінного струму. Ординати точок перетину навантажувальної прямої з сімейством вихідних характеристик дають значення колекторного струму I_кn , що протікатиме у вихідному колі при заданому значенні струму бази I_бn . За допомогою вхідної характеристики (рис. 2.1.а) знаходиться значення напруги U_беn ,

що відповідає знайденому значенню струму бази I_бn . При заданій величині внутрішнього опору джерела сигналу R_Г величина електрорушійної сили джерела, необхідна для забезпечення заданого значення колекторного струму I_кn , знаходиться за формулою

E_Г I_б R_Г U_бе .

Узагальнена ДХ, тобто залежність I_к f (E_Г ) , зображена на рис. 2.2.

Рис.2.2

Динамічна характеристика, як правило, не має різких зламів і може бути

подана у вигляді ряду Фур'є. При синусоїдальній формі вхідного підсилюваного сигналу колекторний струм може бути представлений як сума окремих

систему з 5-ти рівнянь:

^Ik2m ^Ik3m ^Ik4m

_k1m 0,5I_k2m I_k3m 0,5I ^Ik4m

_k1m 0,5I_k2m I_k3m 0,5I ^Ik2m ^Ik3m ^Ik4m ^.

k4m

k4m

Рис.2.3

Розв'язавши систему рівнянь відносно невідомих, що знаходяться справа, одержимо

Замінимо різниці колекторних струмів довжинами відповідних відрізків i_k3 i_k1 a

будується за усередненими статичними характеристиками, тобто побудована наскрізна характеристика буде відрізнятись від реальної. Саме у зв’язку з цим розраховується лише п’ять значень колекторного струму. Збільшення точок підвищило б точність, проте немає сенсу це робити через наближеність самої наскрізної характеристики. Вид наскрізної характеристики, а також величина відрізків a,b,c є функцією як R_Г , так і R_Н . Тобто, підбираючи величини R_Г і R_Н , ми можемо в певних межах коректувати величини відрізків a,b,c, а значить, і величини відповідних гармонік.

§ 3. Схемотехніка підсилювачів потужності

3.1. Трансформаторні та безтрансформаторні підсилювачі класу А, В, АВ

Розглянемо найпростіший випадок однотактного вихідного каскаду. З точки зору схемотехніки, даний вид вихідного каскаду не відрізняється від каскадів попереднього підсилення. Різниця полягає лише в рівнях сигналів, які діють у вихідному каскаді. Однотактні вихідні каскади можуть бути резистивними, трансформаторними, та дросельними. Перші використовуються в тому випадку, якщо каскад працює на високоомне навантаження, і на виході ми повинні забезпечити значні рівні напруг. Трансформаторні каскади використовуються у випадку низькоомного навантаження (рис.3.1). При цьому, крім узгодження опорів, трансформатор забезпечує гальванічну розв'язку, дозволяє перейти від несиметричної схеми до симетричної. Водночас каскади такого типу характеризуються певними недоліками: 1 – значні масогабаритні характеристики; 2

– погіршення виду АЧХ і для її вирівнювання в каскади попереднього підсилення вводяться ланки корекції; 3 – протікання колекторного струму через первинну обмотку в одному напрямі зумовлюють насичення осердя трансформатора, що погіршує фазочастотні характеристики.

Рис. 3.1

Оскільки активна складова опору первинної обмотки трансформатора низька, то навантажувальна пряма каскаду за постійним струмом є практично вертикальною лінією. Величина опору навантаження колектора за змінним струмом R_п складається з індуктивного опору первинної обмотки і так званого приведеного до первинної обмотки опору навантаження (рис.3.2).

Рис. 3.2

Приведена величина опору колекторного навантаження розраховується за формулою

R_н~ ^R₂^н ,де n ^W2. n W₁

Даний каскад може працювати тільки в режимі А. Використання цього каскаду, наприклад, в режимі В зумовлює до виникнення парних гармонік, які досягають процентний зміст яких складає 40 %. Робота підсилювача в режимі А заздалегіть погіршує його енергетичні характеристики. Величина корисної потужності дорівнює площі трикутника АВС і визначається за формулою

^P~ ^SABC ₂^Ukm ^Ikm ^.

Водночас величина загальної споживаної потужності дорівнює площі чотирикутника ZBDO

^{P S}ZBD0 ^Uko ^Iko ^.

Отже, величина коефіцієнта корисної дії буде такою:

Оскільки U_km U_ko і I_km I_ko , то при підсиленні сигналів високої постійної амплітуди однотактні каскади класу А не можуть забезпечити ККД більше ніж

50 %.

Якщо розглянути випадок підсилення радіомовного сигналу, величина амплітуди U_km якого змінюється в широких межах, то виявляється, що ККД буде

складати одиниці процентів. Наприклад, якщо U_km 0,3U_km , то величина ККД становитиме 6 – 10 %.

Трансформаторні каскади використовуються в магістральних лініях зв'язку і тільки тому, що вони забезпечують гальванічну розв'язку й ефективне узгодження опорів.

Дросельні вихідні каскади використовуються в тому випадку, якщо опір навантаження співрозмірний із вихідним опором вихідного каскаду.

Значно вищі енергетичні характеристики забезпечуються при використанні двотактних вихідних каскадів (рис. 3.3). Принцип роботи таких каскадів полягає в тому, що використовується два однакових однотактних каскади, кожен із яких підсилює свою (додатну чи від'ємну) півхвилю сигналу. Двотактні вихідні каскади можуть бути трансформаторними та безтрансформаторними. Останні прийнято поділяти на вихідні каскади з одним та двома джерелами живлення.

Рис.3.3

У даній схемі резистори R₁, R₂ задають режим роботи, емітерний резистор R_е забезпечує стабілізацію положення робочої точки. Вихідний трансформатор виконаний із симетричною первинною обмоткою. Вхідний трансформатор забезпечує наявність двох протифазних сигналів (фазоінверсний трансформатор) В перший на півперіод на базу VT2 подається закриваюча напруга, на VT1 – відкриваюча (рис. 3.3).

Синусоїдальна зміна базової напруги приводить до відповідної зміни колекторного струму, який у перший напівперіод протікає від кінця до початку першої половини первинної обмотки трансформатора (рис. 3.3). Виникаючий при цьому магнітний потік індукує у вторинній обмотці півхвилю синусоїдальної ЕРС.

У на ступний півперіод VT1 закритий, a VT2 формує другу на півхвилю ЕРС, наведеної у вторинній обмотці. Полярність індукованої при цьому напруги буде протилежна попередньому випадку, оскільки колекторний струм VT2 протікає від початку до кінця другої половини первинної обмотки трансформатора. Якщо схема симетрична, то вихідний сигнал практично не містить другої гармоніки. Симетрія схеми робить її нечутливою до пульсацій напруги живлення, до перешкод синфазного типу. Проте нелінійність характеристик підсилювальних елементів спричинює виникнення непарної - третьої гармоніки, амплітуда якої суттєво менша, ніж амплітуда другої гармоніки у випадку однотактного вихідного каскаду, що працює в режимі В.

Нелінійність характеристик підсилювальних елементів при малих значеннях колекторного струму зумовлює виникнення спотворень типу "сходинка" (рис. 3.4).

У зв'язку з цим частіше використовують режим АВ. Слід зазначити, що в режимі В коефіцієнт корисної дії ~ 80% , в режимі АВ – ~ 70%, але зникають спотворення

за рахунок компенсації спотворених малих значень синусоїдальних струмів верхнього та нижнього плечей каскаду.

Двотактні трансформаторні каскади (рис. 3.3) забезпечують знижений рівень нелінійних спотворень, обумовлений компенсацією кривизни наскрізних характеристик плечей підсилювача, внаслідок протифазності керування ними. З точки зору спектральних складових, це виражається у відсутності (компенсацій) парних гармонік у спектрі вихідного сигналу. Вважатимемо, що колекторні струми транзисторів обох плечей підсилювача в режимі А містять гармонійні складові і, наприклад, для першого транзистора колекторний струм можна забразити, при нульовому зсуві фаз гармонійних складових, у вигляді

i_к1 I_к0 І_т1cos t I_m2cos2 t І_т3cos3 t .

Коливання на вхід другого транзистора подаються у протифазі за знаком, а для гармонійного сигналу це еквівалентно зсуву за часом на півперіода. Тому перші гармоніки колекторних струмів мають протилежні знаки. Зсув на півперіод першої

гармоніки буде зсувом на цілий період другої гармоніки, отже, друга гармоніка колекторних струмів транзисторів обох плечей матиме однаковий знак.

Продовжуючи міркування для вищих гармонік, отримаємо i_{к 2} I_к0 І_т1cos t I_m2cos2 t І_т3cos3 t ...

Колекторні струми транзисторів протікають через половини обмоток вихідного трансформатора в протилежних напрямах. Тому зміна величини

пропорційна різниці струмів, не містить парних гармонік. Компенсація не може бути повною, якщо частотні властивості транзисторів плечей підсилювача різні. До переваг двотактного підсилювача слід віднести його малу чутливість до пульсацій напруги живлення, оскільки вони компенсуються при відніманні струмів колекторів. Це ж стосується всіх перешкод синфазного типу, як наприклад зміни

температури навколишнього середовища.

Як фазоінверсний каскад можна використовувати транзисторні схеми. Вони не забезпечують гальванічної розв'язки, проте дозволяють суттєво зменшити масогабаритні параметри підсилювача. Прикладом фазоінвертуючого каскаду може бути каскад з розділеним навантаженням (рис. 3.5 а).

Рис.3.5

Номінали резисторів R₁,R₂ цієї схеми, як правило, вибираються рівними між собою. Недоліком схеми є те, що вихідний опір різний на різних виходах. Цей недолік вдається усунути, використовуючи схему з інвертуючим каскадом (рис. 3.5 б). У цьому випадку обидва сигнали знімаються з емітерів транзистора, і забезпечується найменша величина вихідного опору. Найбільш високу температурну стабільність параметрів протифазних сигналів забезпечує схема рис. 3.6, яка є базовою для диференційних підсилювачів.

Рис.3.6

Один із входів схеми за змінним струмом закорочений конденсатором Сб. Обернений зв'язок здійснюється з допомогою емітерного резистора R_e .

Суттєвим недоліком трансформаторних вихідних каскадів є значні масогабаритні параметри підсилювача. Це робить неможливим виконання підсилювачів в інтегральному виді. В тому випадку, коли навантаження підсилювачів є низькоомним, питання узгодження вихідного опору підсилювача з опором навантаження розв’язується шляхом використання схем зі спільним колектором (емітерний повторювач), які забезпечують найбільш низький вихідний опір.

Безтрансформаторні вихідні каскади прийнято поділяти на каскади, що живляться від одного або двох джерел живлення. Прикладом схеми першого типу може бути схема (рис. 3.7).

Рис.3.7

У даній схемі VT₂ та VT₃ утворюють так звану комплементарну пару, тобто це є два транзистори з абсолютно однаковими параметрами, але різними типами провідності. Обидва транзистори працюють у режимі В або АВ. Режим їх роботи задається спадом напруги на прямозміщеному діоді VD1. Кількість діодів може бути і більшою в залежності від того, який режим роботи необхідно задати. Використання діодів обмежує можливість плавного задання режиму роботи, проте виконує функцію температурної стабілізації положення робочої точки. З цієї точки зору нераціонально замінювати діод резистором, крім цього, напівпровідник, з якого виготовлений діод, повинен бути таким же, як у транзисторів. Транзистор VT1 здійснює попереднє підсилення вхідного сигналу за напругою. Режим роботи цього транзистора підібрано таким чином, що величина протікаючого через VT1 струму більша (у крайньому випадку дорівнює), ніж величина амплітудного

значення струму підсилюваного сигналу. Виконання цієї умови необхідно для того, щоб запобігти випрямленню підсиленого сигналу діодом VD1. При відсутності вхідного сигналу лівий та правий електроди резистора навантаження знаходяться під одним і тим же потенціалом. Напруга в точці з'єднання емітерів транзисторів VT₂, VT₃ та конденсаторів C₁ , C₂ дорівнює половині напруги живлення. При додатній півхвилі підсилюваного сигналу відкривається VT₂; VT₃ – закривається, емітерний струм VT2 обумовлений процесом зарядки конденсатора С₂ і розрядки С₁. У випадку від'ємної півхвилі відкритий VT₃ і струм обумовлений процесами зарядки конденсатора С₁ і розрядки С₂. Величина ємності конденсаторів C₁ , C₂ повинна бути такою, щоб їх реактивний опір X_C1 X_C2 , на нижній частоті діапазону підсилювальних

частот повинен бути менший, ніж опір навантаження

Якщо R_н – це акустична система з опором 4-8 Ом, а f_н=20 Гц, то ємність конденсаторів повинна бути ~ ІОООмкФ. Це електролітичний конденсатор значних габаритів. У зв'язку з цим у деяких випадках використовують схеми з одним роздільним конденсатором (рис. 3.8).

Рис.3.8

Прикладом схеми, що живиться від двох джерел живлення, може бути схема, наведена на рис. 3.9.

Uвх

Рис.3.9

З технологічної точки зору, виготовлення транзисторів р-п-р – типу в кремнієвій пластині з високими електричними характеристиками пов’язане з певними технологічними труднощами. Особливо сильно цей недолік проявляється у вихідних каскадах, тому безпосередньо на виході (транзистори VT₅, VT₆) використовують транзистори п-р-п – типу, параметри яких можуть бути забезпечені достатньо рівними. Комплементарна пара утворюється транзисторами VT₃, VT₄ , VT₃ з VT₅ та VT₄ з VT₆ утворюють складові транзистори. З формальної точки зору, складовий транзистор також має тільки три електроди, проте забезпечує коефіцієнт підсилення за струмом, що дорівнює добутку статичних коефіцієнтів підсилення транзисторів, що входять до схеми.

Навіть, якщо не розглядати VT₃ та VT₄, то струми I₁ та I₂ при ідентичних параметрах VT₅ та VT₆ повинні бути різними, оскільки I₁ - емітерний струм, а I₂ - колекторний. Для забезпечення рівності струмів I₁ та I₂ схеми складових транзисторів вводяться резистор R₆^* та діод VD₅, які і симетризують плечі схеми.

Вхідний сигнал подається на базу VT₁ (рис. 3.9), колекторним навантаженням якого служить динамічний опір (транзистор VT2 ввімкнений за схемою із спільною базою). Величина напруги зміщення складових транзисторів формується за рахунок спаду напруги на прямозміщених діодах VD1, VD4.

При безтрансформаторному виході у двотактному каскаді можна отримати вдвічі більшу мінімальну амплітуду вихідного сигналу, тобто вчетверо більшу вихідну потужність, якщо використовувати мостову схему (рис. 3.10), яка містить чотири вихідні транзистори. В один із півперіодів працюють транзистори VT₁, VT₄, а в наступний – VT₃, VT₂. Максимальна амплітуда півхвиль напруги на навантаженні R_H в будь-який напівперіод близька Е_к, і менша Е_а на суму величин спадів напруг двох послідовно ввімкнених транзисторів. У даній схемі транзистори ввімкнені як емітерні повторювачі, тому для збудження необхідно забезпечити амплітуду вхідного сигналу дещо навіть більшу від Е_к. В принципі, це можна здійснити, подаючи сигнал через додатковий підсилюючий транзистор.

До недоліків мостової схеми слід віднести:

Велику кільткість транзисторів;

2) відсутність спільної точки під’єднання навантаження.

Останній недолік усувається при використанні двотактних каскадів, виконаних за квазімостовою схемою.

Рис. 3.10

3.2. Підсилювачі класу D

Суттєвим недоліком підсилювачів класу А, АВ, В є залежність величини коефіцієнта корисної дії від амплітуди підсилюваного сигналу, причому меншій амплітуді відповідає менша величина коефіцієнта корисної дії. У випадку підсилювачів класу D активний елемент працює у ключовому режимі, тобто знаходиться в стані відсічки або насичення. В першому випадку спад напруги на підсилювальному елементі великий, проте протікаючий струм дуже малий. У другому – протікаючий струм великий, але спад напруги малий.

В обох випадках розсіювана на підсилювальному елементі потужність мала. Отже, використання транзисторів із високими ключовими характеристиками дозволяє підняти коефіцієнта корисної дії практично до 90 – 95%.

Характерно, що в цьому випадку, незалежно від амплітуди підсилюваного сигналу, величина коефіцієнту корисної дії залишається незмінною.

Використання підсилювачів класу D розв’язує питання підвищення коефіцієнта корисної дії, проте виникає ряд труднощів, а саме :

Забезпечення роботи підсилювального елемента у ключовому режимі вимагає введення до структури підсилювача блоку широтної або частотної модуляції;

Прямокутні імпульси, сформовані модулятором, займають досить широкий спектр, отже, діапазон підсилюваних частот наступних підсилювачів імпульсів повинен бути достатньо широким;

Робота підсилювального елемента у ключовому режимі приводить до збільшення величини нелінійних спотворень;

4) комутація потужних сигналів ключовим елементом зумовлює до виникнення значного рівня перешкод, що погіршує роботу самого підсилювача й погіршує умови електромагнітної сумісності з іншими приладами. На структурному рівні підсилювач класу D має наступний вигляд :

Рис.3.11

ДПС – джерело підсилюваного сигналу; ШІМ – широтно-імпульсний модулятор; ПІ – підсилювач імпульсів; КП – ключовий підсилювач; ФНЧ – фільтр низької частоти; Rн - навантаження.

ІШМ перетворює вхідний сигнал у послідовність прямокутних імпульсів однакової амплітуди, але різної тривалості. Підсилювальний сигнал, промодульований ШІМ, як правило, не може керувати потужними транзисторами КП, який підсилює амплітуду прямокутних імпульсів до значення, необхідного для ефективного керування потужним транзистором КП. Крім цього, за рахунок збільшення амплітуди імпульсної послідовності можна покращити фронт і зріз імпульсу, що сприяє зростанню ККД.

Виконання останньої функції особливо важливе для зменшення відрізку часу, протягом якого ключовий підсилювач (КП) буде знаходитись у проміжному

(активному) режимі, в якому розсіювана потужність на КП висока.

ФНЧ виконує функцію своєрідного демодулятора, тобто функцію виділення корисного сигналу з підсилюваного сигналу.

У випадку підсилювачів класу D розрізняють два основних різновиди ШІМ

– інвертуючий та неінвертуючий. У першому випадку структурна схема модулятора має вигляд, наведений на рис. 3.12.

Рис.3.12

де ДПС – джерело підсилювального сигналу; Г – генератор сигналів трикутної форми; ПП – пороговий пристрій.

Форма середнього значення амплітуди широтно-імпульних коливань є інверсною відносно форми вхідного модульованого сигналу.

Принцип роботи схеми інвертуючого ШІМ є наступний.

З допомогою порогового пристрою здійснюється порівняння амплітуд сигналів генератора трикутної форми та амплітуди перетворюваного сигналу. Якщо U_Г < U_С , то на виході ПП формується низький рівень сигналу. При U_Г U_С на виході ПП формується високий рівень сигналу. Частота слідування імпульсів визначається частотою слідування імпульсів трикутної форми, сформованих генератором. Напруга генератора має трикутну форму з лінійним зростанням і спаданням, причому тривалість прямокутних імпульсів на виході порогового пристрою дорівнює інтервалу часу, протягом якого U_Г U_e .

Структурна схема й основні осцилограми неінвертуючого ШІМ наведено на рис.3.13

Рис.3.13

З допомогою суматора сигнал генератора модулюється перетворюваним сигналом. Пороговий пристрій у даній схемі порівнює цей просумований сигнал з деяким фіксованим рівнем U0ПП. Принцип роботи ПП залишається тим же, а саме:

U_Г U_С U_ПП –формується високий рівень вхідного сигналу. U_Г U_С U_ПП –формується низький рівень вихідного сигналу.

У структурній схемі підсилювачів класу D присутній підсилювач імпульсів, його призначення - підвищення амплітуди підсилюваного сигналу та покращення його форми (зменшення фронту та зрізу). Виконання останньої функції особливо важливе для зменшення відрізку часу, протягом якого ключовий підсилювач (КП) буде знаходитись у проміжному (активному) режимі. Розсіювана потужність на КП у цих режимах висока.

3.3. Схемотехнічна реалізація підсилювачів класу D.

Схема найпростішого підсилювача класу AD матиме вигляд :

Рис.3.14

При двохелементному LC-фільтрі, з допомогою якого виділяється корисний сигнал, параметри елементів фільтра розраховуються за формулами

де fmax - максимальна частота корисного підсилюваного сигналу.

Величина коефіцієнта корисної дії даної схеми в першому наближенні може розраховуватись за формулою

₁ ^rнас._,

2R_Н

де r_нас. – опір транзистора в режимі насичення, R_Н – опір навантаження.

При виведенні цієї формули не враховувались втрати, обумовлені скінченністю величини тривалості фронту та зрізу, тобто не враховувались втрати енергії на транзисторі при його переході через активну область від стану насичення до відсічки і навпаки. Оскільки транзистор володіє власною внутрішньою паразитною електричною ємністю, то в режимі відсічки вона заряджається, а при переході транзистора в режим насичення відбувається її розряд. Це також вносить додаткові паразитні втрати енергії. Крім цього, у схемі (рис. 3.14) опір навантаження не заземлений, що створює певні незручності.

Рис. 3.15.

Вищі технічні характеристики забезпечуються двотактним підсилювачем класу AD. Двотактна схема, за своєю суттю, поєднує дві однотактні схеми підсилювача AD, що працюють на одне навантаження. Робота підсилювача ілюструється часовими діаграмами (рис.3.16). Підсилюваний сигнал подається на вхід ШІМ, де перетворюється в дві послідовності прямокутних імпульсів U_бе1 , U_бе2 ,

зсунутих один відносно одного за фазою на 180º. Сигнали U_бе1 , U_бе2підсилюються ідентичними підсилювачами імпульсів і подаються на входитранзисторів VT1 та VT2 двотактного каскаду, при цьому в колекторному колі транзисторів формується послідовність прямокутних імпульсів (третя осцилограма рис. 3.16). Після демодуляції ФНЧ струм, що протікає в аноді навантаження, не буде містити вищих гармонійних складових. Фаза коливань напруги на опорі навантаження протилежна фазі коливань вхідного сигналу.

Рис. 3.16

Двотактна схема підсилювача класу AD відрізняється від однотактної тим, що при шпаруватості прямокутних імпульсів дорівнює двом, напруга на вході двотактного каскаду відсутня, оскільки струми плечей у навантаженні мають протилежний напрям і компенсують один одного. Цю властивість зручно використовувати для підсилення сигналу, що містить постійну складову. Для того, щоб на RH не виділялась постійна складова, обумовлена асиметрією плечей двотактного каскаду, використовують два джерела живлення, або ємнісний дільник, і отже, джерело. В цьому випадку навантаження під’єднується до середньої точки ємнісного дільника чи спільної точки під'єднання двох джерел. Водночас при малих рівнях вихідного сигналу до елементів фільтра подається значна за величиною напруга (рис. 3.16), що підвищує вимоги до електричних параметрів цих елементів. Слід зауважити, що у двотактних підсилювачах класу AD при відкриванні одного з транзисторів вихідного каскаду напруга на ньому зменшується, а на транзисторі протилежного плеча – різко збільшується на ту ж величину. Внаслідок інерційних властивостей потужних транзисторів VT1 та VT2 вихідного каскаду можливе виникнення "наскрізного" струму, який виникає внаслідок того, що закривання, наприклад VT1, відбувається пізніше, ніж відкривання VT2 або навпаки. У результаті можливостей деякий відрізок часу, коли обидва транзистори VT1, VT2 знаходяться у відкритому стані й проводять

електричний струм, виникнення наскрізного струму знижує величину ККД. Зазначені недоліки можна усунути, використавши підсилювачі класу BD. Принцип роботи цих підсилювачів такий же, як і класичних двотактних підсилювачів класу В, тобто кожна півхвиля підсилюється своїм плечем.

У структурі підсилювача присутній блок селектора полярності, який здійснює розділення додатної півхвилі від від'ємної (селекція за полярністю) (рис. 3.17) .

Рис. 3.17

Кожна з півхвиль поступає на свій каскад підсилення, при цьому підсилення додатної півхвилі здійснюється нижнім каналом транзистора VT2. Транзистор VT3 відкритий протягом інтервалу часу, що дорівнює тривалості додатної півхвилі. Підсилення від'ємної півхвилі здійснюється транзистором VT1, при цьому VT3 - закритий, a VT4 - відкритий. Зміна стану транзисторів VT3, VT4 здійснюється з частотою підсилюваного сигналу. Напруга керування на входи вказаних транзисторів подається через допоміжний трансформатор гальванічної розв‘язки від джерела підсилюваного сигналу. Зміна стану транзисторів VT1, VT2 здійснюється з частотою модуляції. Отже, ми маємо ситуацію, коли різні за своїм типом провідності транзистори працюють в однакові півперіоди. Оскільки параметри VT1, VT2 (комплементарна пара) не можуть бути ідентичними, то це вносить асиметрію в роботу схеми, отже при сумуванні додатної та від'ємної півхвиль підсилюваного сигналу виникають додаткові нелінійні спотворення. В той

же час у підсилювачах класу BD обійтися без комплементарних транзисторів у межах даного схемотехнічного рішення неможливо. У зв'язку з цим більш широкого розповсюдження набула наведена нижче схема (рис.3.18).

Рис. 3.18

У даній схемі транзистори VT1, VT2 - однакового типу провідності й працюють на частоті модуляції. Однакові VT3, VT4 працюють на частоті підсилюваного сигналу. Несиметрія в даній схемі може бути обумовлена відмінністю в параметрах однотипних транзисторів. Відмінність може бути найменшою і прогнозовано меншою, ніж у випадку різнотипних транзисторів. В усіх наведених схемах з метою запобігання виникнення екстраструмів комутації реактивні елементи фільтрів зашпунтовані обернено-зміщеними діодами.

Підсилювачі класу D характеризуються рядом недоліків. Вони менш точно відтворюють форму підсилювальних коливань і мають на виході залишкові пульсації, що знижує їх динамічний діапазон. Крім того, реалізація крутих фронтів імпульсів вимагає дуже високих граничних частот транзисторів і створює значні радіоперешкоди в широкому спектрі частот.

3.3 Аналого – дискретні підсилювачі

Зважаючи на недоліки підсилювачів класу D, для забезпечення високого ККД використовують підсилювачі з аналого-дискретним режимом роботи транзисторів. Це аналогові підсилювачі, в яких здійснюється сходинкоподібне керування напругою втрат на транзисторах. Таке керування напругою втрат може бути реалізоване зміною (перемиканням) коефіцієнта трансформації вихідного трансформатора. Проте найбільш простим є спосіб перемикання напруги живлення в залежності від миттєвого значення коливання. Схемотехнічно найбільш простим є підсилювач з двома джерелами живлення. Двотактний каскад підсилювача такого типу містить два однакових плеча, які працюють почергово, кожне у свій півперіод коливання.

Рис. 3.19.

Простіша схема одного плеча (рис. 3.19. а) з живленням від двох джерел містить два послідовно ввімкнених транзистори VT₁, VT₂. Розглянемо роботу наведеної схеми протягом першої чверті періоду синусоїдального підсилювального сигналу. При малих величинах вхідного сигналу працює тільки транзистор VT₁. Його живлення здійснюється через діод VD від джерела з меншою напругою Е1. При цьому транзистор VT₂ закритий напругою колектор-емітера (Uке₁) першого транзистора. При малих величинах вхідної напруги Uке₁ співрозмірне з Е₁. В міру росту миттєвого значення вхідної напруги U_вх збільшується вихідний струм транзистора VT1 і напруга на опорі навантаження, а напруга Uке₁ – зменшується. У деякий момент часу Uвх >Uке₁ і транзистор VT₂ починає відкриватись, причому настільки швидко, наскільки швидко зменшується величина Uке₁. При струмі емітера транзистора VT₂ , що дорівнює струму колектора VT₁ , струм через діод припиняється і діод закривається, відключивши тим самим джерело Е₁. У зв‘язку із сказаним стає зрозумілою функція діода в даній схемі – відключення Е₁ , тому й діод називається відключаючим. Починаючи з моменту закривання діода, схема живиться від джерела Е₂. В наступну чверть періоду всі процеси відбуваються у зворотному порядку. Якщо знехтувати тривалістю перемикання, то напруга живлення Еж має вигляд сходинкоподібної функції (рис. 3.19. б). Оскільки транзистор VT₁ працює весь півперіод, а VT₂ – допоміжний, кут відсічки основного транзистора 0=90°, а додаткового – менше. Тому коректно вважати, що основний транзистор працює в режимі В, а допоміжний – в режимі С. У зв‘язку з цим двотактні підсилювачі з живлення від двох джерел живлення називають підсилювачами класу ВС. У наведеній схемі транзистор VT₁ не повинен доходити до режиму насичення, оскільки при цьому з‘явиться обмеження його конкретного струму, що приведе до утворення сходинки на сигналах півхвилі вихідної напруги в областях моментів перемикання джерел (рис.3.19. б. пунктирна лінія). Для запобігання таких спотворень у базове коло першого транзистора вмикається резистор R₁, завдяки якому швидкість відкривання транзистора VT₁ зменшується, і до моменту наближення транзистора до насичення вхідна напруга вже достатня для відкривання VT₂. Необхідність у двох джерелах живлення ускладнює підсилювальний пристарій, а при живленні від гальванічних елементів ускладнює його експлуатацію через неодночасність їх розряду. Тому були розроблені схеми підсилювачів класу ВС, які живляться лише від одного джерела живлення.

Прикладом такого підсилювача може бути підсилювач із зустрічно – паралельним ввімкненням плеч.

Рис 3.20

У даній схемі VT₁,VT₂, VD₁ і обмотка 1-2 вихідного трансформатора утворюють одне плече двотактного каскаду, аналогічне наведеному на рис. 3.19. а. Елементи VT₂,VT₄,VD₂ та обмотка 3-4 утворюють друге плече підсилювача обмотки 1-1, 3-4 первинними обмотками (рис. 3.20) вихідного трансформатора, причому номери виводів відповідають черговості намотки. Вторинна обмотка трансформатора з під‘єднаним до неї опором навантаженням на схемі не показані. Використані у схемі транзистори мають взаємно протилежні типи провідності. В силу симетрії схеми постійна напруга на конденсаторі С₁ складає Е/2 і саме вона служить джерелом меншої напруги першого плеча. Менша напруга живлення другого плеча утворюється послідовним увімкненням джерела Е і конденсатора С₁ і дорівнює різниці Е-U_С1= Е/2. Більшою напругою живлення кожного плеча служить напруга джерела Е. Плечі каскаду працюють почергово. У півперіод роботи першого плеча конденсатор С₁ частково розряджається, а в другий півперіод він настільки ж підзаряджається, оскільки струми, протікаючі через діоди VD₁ та VD_{2 ,} у відповідні півперіоди однакові. Тому завжди Е_С = Е/2, отже, відносна

величина меншої напруги x ^UC1 0.5. Нехай перемикання джерел живлення

E

відбувається миттєво, а опори повністю відкритих транзисторів і прямі опори діодів дорівнюють нулеві. Дані припущення спростять аналіз і водночас зроблять його результати такими, що їх можна застосувати до всіх видів схем. Вважаємо, що підсилення відбувається без спотворень і напруга на навантаженні U Umsin t . Для підсилювачів класу ВС слід розглядати два випадки. Перший відповідає U_m<U_с, при цьому джерело Е не розглядається, отже, ми маємо звичайний